Dc mc34063-on, térhatású tranzisztorral. Mikroáramkör MC34063 kapcsoló áramkör. Terhelési áram beállítása

Manapság sok mikroáramkörök LED-es áramstabilizátor jelent meg, de általában mindegyik meglehetősen drága. És mivel a nagy teljesítményű LED-ek elterjedése miatt nagy az igény az ilyen stabilizátorokra, keresnünk kell az olcsóbb megoldási lehetőségeket.

Itt a stabilizátor egy másik változatát kínáljuk, amely a közönséges és olcsó MC34063 kulcsstabilizátor chipen alapul. A javasolt változat különbözik a már ismert stabilizátor áramköröktől ezen a mikroáramkörön kissé nem szabványos beépítésével, amely lehetővé teszi a működési frekvencia növelését és a stabilitás biztosítását még az induktor induktivitásának és a kimeneti kondenzátor kapacitásának alacsony értékein is.

A mikroáramkör jellemzői - PWM vagy PWM?

A mikroáramkör sajátossága, hogy PWM és relé is! Sőt, te magad választhatod ki, hogy mi legyen.

Az AN920-D dokumentum, amely ezt a mikroáramkört részletesebben leírja, hozzávetőlegesen a következőket mondja (lásd a mikroáramkör működési diagramját a 2. ábrán).

Az időzítő kondenzátor töltése közben a triggert vezérlő „AND” logikai elem egyik bemenetén logikait állítunk be. Ha a stabilizátor kimeneti feszültsége alacsonyabb, mint a névleges (1,25 V küszöbfeszültségű bemeneten), akkor ugyanannak az elemnek a második bemenetén logikai is be van állítva. Ebben az esetben az elem kimenetén és a trigger „S” bemenetén is be van állítva egy logikai egység (az „S” bemeneten az aktív szint logikai 1), a kimenetén pedig „Q” ” jelenik meg egy logikus, kinyitva a kulcstranzisztorokat.

Amikor a frekvenciabeállító kondenzátor feszültsége eléri a felső küszöböt, kisütni kezd, és az „AND” logikai elem első bemenetén logikai nulla jelenik meg. Ugyanez a szint kerül a trigger reset bemenetére (az „R” bemenet aktív szintje logikai 0), és visszaállítja azt. Egy logikai nulla jelenik meg a trigger „Q” kimenetén, és a kulcstranzisztorok zárnak.
Ezután a ciklus megismétlődik.

A működési diagram azt mutatja, hogy ez a leírás csak az áramkomparátorra vonatkozik, amely funkcionálisan kapcsolódik a fő oszcillátorhoz (a mikroáramkör 7. bemenete vezérli). De a feszültség-komparátor (5. bemenet által vezérelt) kimenete nem rendelkezik ilyen „jogosultságokkal”.

Kiderült, hogy minden ciklusban az áramkomparátor képes kinyitni és bezárni a kulcstranzisztorokat, ha természetesen a feszültségkomparátor ezt lehetővé teszi. De maga a feszültség-összehasonlító csak nyitási engedélyt vagy tiltást adhat ki, amit csak a következő ciklusban lehet feldolgozni.

Ebből az következik, hogy ha rövidre zárja az áramkomparátor bemenetét (6-os és 7-es érintkező) és csak a feszültség-összehasonlítót (5-ös érintkező) vezérli, akkor a kulcstranzisztorokat ez kinyitja, és nyitva marad a kondenzátor töltési ciklusának végéig. , még akkor is, ha a komparátor bemenetén a feszültség meghaladja a küszöbértéket. És csak akkor, amikor a kondenzátor kisülni kezd, a generátor bezárja a tranzisztorokat. Ebben az üzemmódban a terhelésre betáplált teljesítmény csak a fő oszcillátor frekvenciájával adagolható, mivel a kulcstranzisztorok, bár erőszakosan zárva vannak, csak 0,3-0,5 μs nagyságrendű ideig vannak bármely frekvenciaértéken. És ez az üzemmód jobban hasonlít a PFM - impulzusfrekvencia modulációhoz, amely a relé típusú szabályozáshoz tartozik.

Ha éppen ellenkezőleg, rövidre zárja a feszültségkomparátor bemenetét a házba, megszüntetve azt a működésből, és csak az áramkomparátor bemenetét vezérli (7-es érintkező), akkor a kulcstranzisztorokat a fő oszcillátor nyitja meg. és minden ciklusban az aktuális komparátor parancsára zárva! Vagyis terhelés hiányában, amikor az áramkomparátor nem működik, a tranzisztorok hosszú ideig kinyílnak, és rövid ideig zárnak. Túlterheléskor éppen ellenkezőleg, az aktuális komparátor parancsára hosszú időre kinyílnak és azonnal bezáródnak. Egyes átlagos terhelési áramértékeknél a gombokat a generátor kinyitja, majd egy idő után, az áramkomparátor kioldása után, bezárja azokat. Így ebben az üzemmódban a terhelésben lévő teljesítményt a tranzisztorok nyitott állapotának időtartama - azaz a teljes PWM - szabályozza.

Vitatható, hogy ez nem PWM, mivel ebben az üzemmódban a frekvencia nem marad állandó, hanem változik - az üzemi feszültség növekedésével csökken. De állandó tápfeszültség mellett a frekvencia változatlan marad, és a terhelési áram csak az impulzus időtartamának megváltoztatásával stabilizálódik. Ezért feltételezhetjük, hogy ez egy teljes értékű PWM. És a működési frekvencia változását a tápfeszültség változásakor az áramkomparátor és a fő oszcillátor közvetlen kapcsolata magyarázza.

Ha mindkét komparátort egyidejűleg használják (a klasszikus áramkörben), minden pontosan ugyanúgy működik, és a kulcs mód vagy a PWM bekapcsol attól függően, hogy melyik komparátor aktiválódik pillanatnyilag: ha túlfeszültség van - a kulcs (PWM) , és ha túlterhelés van az áramban - PWM

Teljesen kiküszöbölheti a feszültség-összehasonlítót a működésből, ha a mikroáramkör 5. érintkezőjét rövidre zárja a házzal, és stabilizálja a feszültséget PWM segítségével egy további tranzisztor felszerelésével. Ez a lehetőség az 1. ábrán látható.

1. ábra

A feszültség stabilizálása ebben az áramkörben az áramkomparátor bemeneti feszültségének megváltoztatásával történik. A referenciafeszültség a VT1 térhatású tranzisztor kapuküszöb feszültsége. A stabilizátor kimeneti feszültsége arányos a tranzisztor küszöbfeszültségének és az Rd1, Rd2 ellenállásosztó osztási együtthatójának szorzatával, és a következő képlettel számítják ki:

Uout=Fel(1+Rd2/Rd1), ahol

Fel – VT1 küszöbfeszültség (1,7…2V).

Az áram stabilizálása továbbra is az R2 ellenállás ellenállásától függ.

Az áramstabilizátor működési elve.

Az MC34063 chipnek két bemenete van, amelyek segítségével stabilizálni lehet az áramot.

Az egyik bemenet küszöbfeszültsége 1,25 V (5. tűs ms), ami a teljesítményveszteség miatt nem előnyös a meglehetősen erős LED-eknél. Például 700 mA áramnál (3 W-os LED esetén) az áramérzékelő ellenállásán 1,25*0,7A=0,875 W veszteség van. A konverter elméleti hatásfoka önmagában ezért nem lehet nagyobb 3W/(3W+0,875W)=77%-nál. Az igazi 60%...70%, ami a lineáris stabilizátorokhoz vagy egyszerűen csak áramkorlátozó ellenállásokhoz hasonlítható.

A mikroáramkör második bemenetének küszöbfeszültsége 0,3 V (7. pin ms), és úgy van kialakítva, hogy megvédje a beépített tranzisztort a túláramtól.
Ezt a mikroáramkört általában így használják: 1,25 V küszöbértékű bemenet - a feszültség vagy áram stabilizálására, és egy 0,3 V küszöbértékű bemenet - a mikroáramkör túlterhelés elleni védelmére.
Néha egy további műveleti erősítőt telepítenek az áramérzékelő feszültségének erősítésére, de ezt a lehetőséget nem vesszük figyelembe az áramkör vonzó egyszerűségének elvesztése és a stabilizátor költségének növekedése miatt. Könnyebb lesz másik mikroáramkört venni...

Ebben az opcióban javasolt egy 0,3 V küszöbfeszültségű bemenet használata az áram stabilizálására, és egyszerűen kapcsolja ki a másikat, 1,25 V feszültséggel.

A séma nagyon egyszerűnek bizonyul. Az észlelés megkönnyítése érdekében magának a mikroáramkörnek a funkcionális egységei láthatók (2. ábra).

2. ábra

Az áramköri elemek célja és kiválasztása.

D dióda fojtóval L— bármely impulzusstabilizátor elemeit a szükséges terhelési áramra, illetve az induktoráram folyamatos üzemmódjára számítjuk.

Kondenzátorok Cén és Co– blokkolás a be- és kijáratnál. A Co kimeneti kondenzátor alapvetően nem szükséges a terhelési áram kis hullámzása miatt, különösen az induktor induktivitásának nagy értékeinél, ezért szaggatott vonalként van megrajzolva, és előfordulhat, hogy nincs jelen a valós áramkörben.

C kondenzátorT– frekvencia beállítás. Nem is alapvetően szükséges elem, ezért pontozott vonallal ábrázoltuk.

A mikroáramkör adatlapja 100 KHz-es maximális üzemi frekvenciát, a táblázat paraméterei 33 KHz-es átlagos értéket, a grafikonok pedig a kapcsoló nyitott és zárt állapotának időtartamának a frekvencia kapacitásától való függését mutatják. A beállító kondenzátor 2 μs és 0,3 μs minimális értéket mutat (10 pF kapacitással).
Kiderül, hogy ha az utolsó értékeket vesszük, akkor a periódus 2μs+0,3μs=2,3μs, ez pedig 435KHz-es frekvencia.

Ha figyelembe vesszük a mikroáramkör működési elvét - egy triggert, amelyet egy mester oszcillátor impulzus állít be és egy áramkomparátor állít vissza, akkor kiderül, hogy ez az ms logikus, és a logika működési frekvenciája legalább néhány MHz. Kiderült, hogy a teljesítményt csak a kulcstranzisztor sebességi jellemzői korlátozzák. Ha pedig nem 400 KHz-es frekvencián működne, akkor az impulzuscsillapítós frontok késnének és a hatásfok nagyon alacsony lenne a dinamikus veszteségek miatt. A gyakorlat azonban azt mutatja, hogy a különböző gyártók mikroáramkörei jól indulnak, és frekvenciabeállító kondenzátor nélkül is működnek. És ez lehetővé tette a működési frekvencia lehető legnagyobb mértékű növelését - 200 KHz - 400 KHz-ig, a mikroáramkör típusától és gyártójától függően. A mikroáramkör kulcstranzisztorai jól tartják az ilyen frekvenciákat, mivel az impulzusnövekedés nem haladja meg a 0,1 μs-ot, az esési idők pedig nem haladják meg a 0,12 μs-ot 380 KHz-es működési frekvencián. Ezért a tranzisztorok dinamikus veszteségei még ilyen megemelt frekvenciákon is meglehetősen kicsik, és a fő veszteségeket és a fűtést a kulcstranzisztor megnövekedett telítési feszültsége (0,5...1V) határozza meg.

R ellenállásb korlátozza a beépített kulcstranzisztor bázisáramát. Ennek az ellenállásnak az ábrán látható beépítése lehetővé teszi a rajta disszipált teljesítmény csökkentését és a stabilizátor hatékonyságának növelését. A feszültségesés az Rb ellenálláson egyenlő a tápfeszültség, a terhelési feszültség és a mikroáramkör feszültségesése közötti különbséggel (0,9-2V).

Például egy 9...10V teljes feszültségesésű LED-ből álló soros láncnál (12-14V) a feszültségesés az Rb ellenálláson nem haladja meg a 4V-ot.

Ennek eredményeként az Rb ellenállás veszteségei többszörösek egy tipikus csatlakozáshoz képest, amikor az ellenállást a 8. érintkező ms és a tápfeszültség közé kötjük.

Nem szabad megfeledkezni arról, hogy vagy egy további Rb ellenállás már be van építve a mikroáramkörbe, vagy magának a kulcsszerkezetnek az ellenállása megnőtt, vagy a kulcsszerkezetet áramforrásként tervezték. Ez a szerkezet telítési feszültségének (8. és 2. érintkezők között) a tápfeszültségtől való függésének grafikonjából következik az Rb korlátozó ellenállás különböző ellenállásainál (3. ábra).

3. ábra

Ennek eredményeként bizonyos esetekben (amikor a táp- és terhelési feszültségek különbsége kicsi, vagy az Rb ellenállásról a veszteségek átvihetők a mikroáramkörre) elhagyható az Rb ellenállás, amely a mikroáramkör 8-as érintkezőjét közvetlenül összeköti vagy a kimenettel, ill. a tápfeszültségre.

És ha a stabilizátor általános hatékonysága nem különösebben fontos, csatlakoztathatja a mikroáramkör 8. és 1. érintkezőjét. Ebben az esetben a hatásfok a terhelőáramtól függően 3-10%-kal csökkenhet.

Az Rb ellenállás értékének kiválasztásakor kompromisszumot kell kötni. Minél kisebb az ellenállás, annál alacsonyabb a kezdeti tápfeszültség, a terhelési áram stabilizáló üzemmódja elindul, ugyanakkor az ellenállás veszteségei a tápfeszültség-változások nagy tartományában nőnek. Ennek eredményeként a stabilizátor hatásfoka a tápfeszültség növekedésével csökken.

A következő grafikon (4. ábra) példaként bemutatja a terhelési áram függőségét a tápfeszültségtől az Rb ellenállás két különböző értékénél - 24 Ohm és 200 Ohm. Jól látható, hogy egy 200 Ohmos ellenállásnál a stabilizáció eltűnik 14 V alatti tápfeszültségnél (a kulcstranzisztor elégtelen alapárama miatt). 24 Ohmos ellenállás esetén a stabilizáció eltűnik 11,5 V feszültségnél.

4. ábra

Ezért gondosan ki kell számítani az Rb ellenállás ellenállását, hogy stabilizálódjon a szükséges tápfeszültség-tartományban. Különösen akkumulátoros tápellátás esetén, amikor ez a tartomány kicsi és csak néhány volt.

R ellenállássc egy terhelési áramérzékelő. Ennek az ellenállásnak a kiszámítása nem rendelkezik különleges jellemzőkkel. Csak azt kell figyelembe venni, hogy a mikroáramkör árambemenetének referenciafeszültsége a különböző gyártóktól eltérő. Az alábbi táblázat egyes mikroáramkörök tényleges mért referenciafeszültség-értékeit mutatja.

Forgács	Termelő	U hivatkozás (V)
MC34063ACD	STMicroelectronics
MC34063EBD	STMicroelectronics
GS34063S	Globaltech Semiconductor
SP34063A	Sipex Corporation
MC34063A	Motorola
AP34063N8	Analóg technológia
AP34063A	Anachip
MC34063A	Fairchild

A referenciafeszültség értékére vonatkozó statisztika kicsi, ezért a megadott értékeket nem szabad szabványnak tekinteni. Csak azt kell szem előtt tartani, hogy a referenciafeszültség tényleges értéke nagymértékben eltérhet az adatlapon feltüntetett értéktől.

A referencia feszültség ekkora szórását nyilvánvalóan az árambemenet célja okozza - nem a terhelési áram stabilizálása, hanem a túlterhelés elleni védelem. Ennek ellenére a terhelési áram fenntartásának pontossága a fenti változatban meglehetősen jó.

A fenntarthatóságról.

Az MC34063 chip nem képes korrekciót bevezetni az operációs rendszer áramkörébe. Kezdetben a stabilitást az L induktor induktivitás értékének és különösen a Co kimeneti kondenzátor kapacitásának növelésével érik el. Ebben az esetben egy bizonyos paradoxon adódik - magasabb frekvencián végzett munka során a szűrőelemek kis induktivitásával és kapacitásával a szükséges feszültség- és terhelési pulzációkat lehet elérni, ugyanakkor az áramkör gerjeszthető, így nagy induktivitás és (vagy) nagy kapacitás telepítéséhez szükséges. Ennek eredményeként a stabilizátor méreteit túlbecsülik.

További paradoxon, hogy a lefelé kapcsoló stabilizátoroknál a kimeneti kondenzátor nem alapvetően szükséges elem. A szükséges áram (feszültség) hullámosság egy fojtótevékenységgel érhető el.

A stabilizátor jó stabilitását az induktivitás és különösen a kimeneti szűrőkapacitás szükséges vagy csökkentett értékei mellett egy további Rf és Cf RC korrekciós áramkör felszerelésével érheti el, amint az a 2. ábrán látható.

A gyakorlat azt mutatja, hogy ennek a láncnak az időállandójának optimális értéke nem lehet kevesebb, mint 1KOhm*uF. A láncparaméterek értékei, például egy 10 KΩ-os ellenállás és egy 0,1 μF-os kondenzátor meglehetősen kényelmesnek tekinthetők.

Egy ilyen korrekciós áramkörrel a stabilizátor stabilan működik a teljes tápfeszültség-tartományban, a kimeneti szűrő alacsony induktivitása (μH egység) és kapacitása (μF egység és töredéke) vagy egyáltalán nincs kimeneti kondenzátor.

A PWM mód fontos szerepet játszik a stabilitásban, amikor a mikroáramkör árambemenetének stabilizálására szolgál.

A korrekció lehetővé tette, hogy egyes mikroáramkörök, amelyek korábban egyáltalán nem akartak normálisan működni, magasabb frekvencián működjenek.

Például a következő grafikon az STMicroelectronics MC34063ACD mikroáramkörének működési frekvenciájának a tápfeszültségtől való függését mutatja 100 pF frekvenciabeállító kondenzátor kapacitással.

5. ábra

A grafikonon látható, hogy korrekció nélkül ez a mikroáramkör még a frekvenciabeállító kondenzátor kis kapacitása mellett sem akart magasabb frekvencián működni. A kapacitás nulláról több száz pF-ra váltása alapvetően nem befolyásolta a frekvenciát, maximum értéke alig éri el a 100 KHz-et.

Az RfCf korrekciós lánc bevezetése után ugyanez a mikroáramkör (a hozzá hasonló többihez hasonlóan) csaknem 300 KHz-es frekvencián kezdett működni.

A fenti függés talán a legtöbb mikroáramkörre jellemzőnek tekinthető, bár egyes cégek mikroáramkörei korrekció nélkül működnek magasabb frekvencián, és a korrekció bevezetése lehetővé tette számukra, hogy 12-es tápfeszültség mellett 400 KHz-es működési frekvenciát kapjanak. .14V.

A következő grafikon a stabilizátor működését mutatja korrekció nélkül (6. ábra).

6. ábra

A grafikonon látható a fogyasztott áram (Ip), a terhelési áram (In) és a kimeneti rövidzárlati áram (Isc) függése a tápfeszültségtől a kimeneti kondenzátor kapacitásának (Co) két értékénél - 10 µF és 220 µF.

Jól látható, hogy a kimeneti kondenzátor kapacitásának növelése növeli a stabilizátor stabilitását - a 10 μF kapacitású megtört görbéket öngerjesztés okozza. 16V-ig terjedő tápfeszültségen nincs gerjesztés, 16-18V-on jelenik meg. Ekkor valamiféle üzemmódváltás történik, és 24 V-os feszültségnél egy második törés jelenik meg. Ezzel párhuzamosan változik a működési frekvencia, ami az előző grafikonon (5. ábra) is látható a működési frekvencia tápfeszültségtől való függéséről (a stabilizátor egy példányának vizsgálatakor mindkét grafikont egyidejűleg kaptuk).

A kimeneti kondenzátor kapacitásának legalább 220 µF-ra növelése növeli a stabilitást, különösen alacsony tápfeszültség esetén. De ez nem szünteti meg az izgalmat. A stabilizátor többé-kevésbé stabil működése legalább 1000 µF kimeneti kondenzátor kapacitással érhető el.

Ebben az esetben az induktivitás induktivitása nagyon csekély hatással van az összképre, bár nyilvánvaló, hogy az induktivitás növelése növeli a stabilitást.

A működési frekvencia változása befolyásolja a terhelési áram stabilitását, ami a grafikonon is látható. A kimeneti áram általános stabilitása a tápfeszültség változása esetén sem kielégítő. A tápfeszültségek meglehetősen szűk tartományában az áram viszonylag stabilnak tekinthető. Például amikor akkumulátorról működik.

Az RfCf korrekciós lánc bevezetése gyökeresen megváltoztatja a stabilizátor működését.

A következő grafikon ugyanazon stabilizátor működését mutatja, de RfCf korrekciós lánccal.

7. ábra

Jól látható, hogy a stabilizátor úgy kezdett működni, ahogyan az áramstabilizátornál működnie kell - a terhelés és a rövidzárlati áramok szinte egyenlőek és állandóak a tápfeszültség teljes tartományában. Ebben az esetben a kimeneti kondenzátor általában már nem befolyásolja a stabilizátor működését. Most a kimeneti kondenzátor kapacitása csak a terhelés hullámos áramának szintjét és feszültségét befolyásolja, és sok esetben a kondenzátort egyáltalán nem lehet beszerelni.

Az alábbiakban példaként adjuk meg a terhelési áram hullámzásának értékeit a Co. kimeneti kondenzátor különböző kapacitásainál. A LED-ek 3 sorba vannak kötve 10 párhuzamos csoportban (30 db). Tápfeszültség - 12V. Fojtó 47 µH.

Kondenzátor nélkül: terhelési áram 226mA +-65mA vagy 22,6mA +-6,5mA LED-enként.
0,33uF-os kondenzátorral: 226mA +-25mA vagy 22,6mA +-2,5mA LED-enként.
1,5uF-os kondenzátorral: 226mA +-5mA vagy 22,6mA +-0,5mA LED-enként.
10uF-os kondenzátorral: 226mA +-2,5mA vagy 22,6mA +-0,25mA LED-enként.

Vagyis kondenzátor nélkül, 226 mA összterhelési áram mellett a terhelőáram hullámzása 65 mA volt, ami egy LED-re vetítve átlagosan 22,6 mA-es és 6,5 mA hullámzást ad.

Látható, hogy már egy kis, 0,33 μF-os kapacitás is élesen csökkenti az áram hullámzását. Ugyanakkor a kapacitás 1 µF-ról 10 µF-ra növelése már csekély hatással van a hullámosság szintjére.

Minden kondenzátor kerámia volt, mivel a hagyományos elektrolitok vagy a tantál nem biztosítanak még közeli hullámosságot sem.

Kiderült, hogy egy 1 µF-os kondenzátor a kimeneten minden alkalomra elegendő. A kapacitás 10 µF-ra növelése 0,2-0,3 A terhelőárammal aligha van értelme, mivel a hullámosság már nem csökken jelentősen 1 µF-hez képest.
Ha nagyobb induktivitású induktort vesz, akkor még nagy terhelési áramok és (vagy) magas tápfeszültség mellett is megteheti kondenzátor nélkül.

A bemeneti feszültség hullámossága 12V-os táplálásnál és a Ci 10 μF bemeneti kondenzátor kapacitása nem haladja meg a 100 mV-ot.

A mikroáramkör teljesítménye.

Az MC34063 mikroáramkör normálisan működik 3 V és 40 V közötti tápfeszültségen az adatlapok szerint (MS az STM-től - 50 V-ig), a valóságban pedig 45 V-ig, így akár 1 A terhelőáramot biztosít DIP-8 csomag esetén és 0,75-ig. A SO-8 csomaghoz. A LED-ek soros és párhuzamos csatlakoztatásával 3V*20mA=60mW-tól 40V*0,75...1A=30...40W-ig terjedő kimenő teljesítményű lámpát építhetünk.

Figyelembe véve a kulcstranzisztor telítési feszültségét (0,5...0,8V) és a mikroáramkör háza által disszipált megengedett 1,2W teljesítményt, a terhelési áram DIP esetén 1,2W/0,8V=1,5A-ig növelhető. -8 csomag és 1A-ig SO-8 csomag esetén.

Ebben az esetben azonban jó hűtőbordára van szükség, különben a chipbe épített túlmelegedés elleni védelem nem engedi meg ekkora áramerősséggel a működést.

A mikroáramkör testének szabványos DIP forrasztása a táblába nem biztosítja a szükséges hűtést maximális áramerősség mellett. Az SMD változathoz szükséges a DIP ház tüskék formázása, a csapok vékony végeit eltávolítva. A csapok fennmaradó széles részét a ház aljával egy szintbe hajlítják, és csak ezután forrasztják a táblára. Célszerű a nyomtatott áramköri lapot úgy elhelyezni, hogy a mikroáramkör teste alatt széles terület legyen, és a mikroáramkör beszerelése előtt egy kis hővezető pasztát kell kenni az aljára.

A rövid és széles tűk, valamint a háznak a nyomtatott áramköri lap réz poligonjához való szoros illeszkedése miatt a mikroáramkör testének hőellenállása csökken, és valamivel több teljesítményt tud majd disszipálni.

Az SO-8 háznál segít egy további radiátor felszerelése lemez vagy más profil formájában közvetlenül a ház tetejére.

Egyrészt furcsán néznek ki az ilyen hatalomnövelési kísérletek. Végül is egyszerűen átválthat egy másik, erősebb mikroáramkörre, vagy telepíthet egy külső tranzisztort. És 1,5 A-nál nagyobb terhelési áramok esetén ez lesz az egyetlen helyes megoldás. Ha azonban 1,3 A terhelési áramra van szükség, egyszerűen javíthatja a hőelvezetést, és megpróbálhat olcsóbb és egyszerűbb opciót használni az MC34063 chipen.

A stabilizátor ezen változatában elért maximális hatékonyság nem haladja meg a 90%-ot. A hatékonyság további növekedését megakadályozza a kulcstranzisztor megnövekedett telítési feszültsége - legalább 0,4 ... 0,5 V 0,5 A-ig és 0,8 ... 1 V 1 ... 1,5 A áramerősségig. Ezért a stabilizátor fő fűtőeleme mindig a mikroáramkör. Igaz, észrevehető felmelegedés csak az adott esetben a maximális teljesítmény mellett következik be. Például egy SO-8 csomagban lévő mikroáramkör 1 A terhelési áram mellett 100 fokra melegszik fel, és további hűtőborda nélkül ciklikusan kikapcsolja a beépített túlmelegedés elleni védelmet. 0,5A...0,7A áramerősségig enyhén melegszik a mikroáramkör, 0,3...0,4A áramerősségnél pedig egyáltalán nem melegszik fel.

Nagyobb terhelési áramoknál az üzemi frekvencia csökkenthető. Ebben az esetben a kulcstranzisztor dinamikus veszteségei jelentősen csökkennek. A teljes teljesítményveszteség és a ház fűtése csökken.

A stabilizátor hatékonyságát befolyásoló külső elemek a D dióda, az L tekercs, valamint az Rsc és Rb ellenállások. Ezért a diódát alacsony előremenő feszültséggel (Schottky-dióda) kell kiválasztani, az induktort pedig a lehető legkisebb tekercsellenállással kell kiválasztani.

Az Rsc ellenállás veszteségeit csökkentheti a küszöbfeszültség csökkentésével, ha a megfelelő gyártó mikroáramkörét választja. Erről már korábban volt szó (lásd a táblázatot az elején).

Egy másik lehetőség az Rsc ellenállás veszteségeinek csökkentésére egy további állandó áram előfeszítés bevezetése az Rf ellenállásnál (ezt az alábbiakban részletesebben bemutatjuk, egy stabilizátor egy konkrét példájával).

Az Rb ellenállást gondosan ki kell számolni, próbálva a lehető legnagyobb ellenállással felvenni. Ha a tápfeszültség nagy határokon belül változik, jobb az Rb ellenállást áramforrásra cserélni. Ebben az esetben a veszteségek növekedése a tápfeszültség növekedésével nem lesz olyan éles.

Ha az összes fenti intézkedést megteszik, ezeknek az elemeknek a veszteségeinek aránya 1,5-2-szer kisebb, mint a mikroáramkör veszteségei.

Mivel a mikroáramkör árambemenetére állandó feszültség kerül, amely csak a terhelési árammal arányos, és nem, mint általában, a kulcstranzisztor áramával arányos impulzusfeszültség (a terhelési áramok és a kimeneti kondenzátor összege) , az induktor induktivitása már nem befolyásolja a működés stabilitását, mivel megszűnik elemkorrekciós lánc lenni (szerepét az RfCf lánc tölti be). Csak a kulcstranzisztor áramának amplitúdója és a terhelési áram hullámossága függ az induktivitás értékétől. És mivel az üzemi frekvenciák viszonylag magasak, még alacsony induktivitásértékek mellett is kicsi a terhelési áram hullámzása.

A mikroáramkörbe épített, viszonylag kis teljesítményű kulcstranzisztor miatt azonban az induktivitás induktivitását nem szabad nagymértékben csökkenteni, mert ez megnöveli a tranzisztor csúcsáramát, miközben az átlagértéke változatlan marad és a telítési feszültség nő. Ennek eredményeként a tranzisztor veszteségei nőnek, és az általános hatásfok csökken.
Igaz, nem drámaian – néhány százalékkal. Például az induktor 12 µH-ról 100 µH-ra cseréje lehetővé tette az egyik stabilizátor hatékonyságának 86%-ról 90%-ra való növelését.

Másrészt ez lehetővé teszi, hogy alacsony terhelési áramok mellett is alacsony induktivitású fojtótekercset válasszunk, ügyelve arra, hogy a kulcstranzisztor áramamplitúdója ne haladja meg a mikroáramkörre megengedett maximális értéket, az 1,5 A-t.

Például 0,2A terhelőáramnál 9...10V feszültségnél, 12...15V tápfeszültségnél és 300KHz üzemi frekvenciánál 53µH induktivitású fojtótekercsre van szükség. Ebben az esetben a mikroáramkör kulcstranzisztorának impulzusárama nem haladja meg a 0,3 A-t. Ha az induktor induktivitását 4 μH-ra csökkentjük, akkor ugyanazon átlagos áramerősség mellett a kulcstranzisztor impulzusárama a határértékre (1,5A) nő. Igaz, a stabilizátor hatékonysága csökken a megnövekedett dinamikus veszteségek miatt. De talán bizonyos esetekben elfogadható a hatékonyság feláldozása, de kis méretű, kis induktivitású induktivitás használata.

Az induktor induktivitásának növelése lehetővé teszi a maximális terhelési áram növelését a mikroáramkör kulcstranzisztorának maximális áramértékéig (1,5 A).

Az induktor induktivitásának növekedésével a kapcsolótranzisztor áramalakja teljesen háromszögletűről teljesen négyszögletesre változik. És mivel a téglalap területe 2-szer nagyobb, mint a háromszög területe (azonos magassággal és alappal), a tranzisztoráram (és a terhelés) átlagos értéke 2-szeresére növelhető állandóval az áramimpulzusok amplitúdója.

Vagyis 1,5 A amplitúdójú háromszög alakú impulzussal a tranzisztor és a terhelés átlagos árama:

ahol k egy adott mikroáramkör maximális impulzus-terhelési ciklusa 0,9.

Ennek eredményeként a maximális terhelési áram nem haladja meg:

In=1,5A/2*0,9=0,675A.

És a terhelési áram ezen érték feletti növekedése a mikroáramkör kulcstranzisztorának maximális áramának túllépésével jár.

Ezért ennek a mikroáramkörnek az összes adatlapja 0,75 A maximális terhelési áramot jelez.

Az induktor induktivitását úgy növelve, hogy a tranzisztoráram téglalap alakúvá váljon, kivesszük a kettőt a maximális áram képletéből, és megkapjuk:

In=1,5A*k=1,5A*0,9=1,35A.

Figyelembe kell venni, hogy az induktor induktivitásának jelentős növekedésével a méretei is kissé nőnek. Néha azonban könnyebb és olcsóbb a terhelési áram növelése az induktor méretének növelésével, mint egy további erős tranzisztor telepítése.

Természetesen a szükséges 1,5 A-nél nagyobb terhelési áramok mellett nincs mód egy további tranzisztor (vagy egy másik vezérlő mikroáramkör) felszerelésére, és ha választás előtt áll: 1,4 A terhelőáram vagy más mikroáramkör, akkor először meg kell próbálnia megoldani a problémát az induktivitás növelésével a fojtószelep méretének növelésével.

A chip adatlapja azt mutatja, hogy a maximális munkaciklus nem haladja meg a 6/7 = 0,857 értéket. A valóságban közel 0,9-es értékeket kapunk még magas, 300-400 KHz-es működési frekvenciákon is. Alacsonyabb frekvenciákon (100-200KHz) a munkaciklus elérheti a 0,95-öt.

Ezért a stabilizátor normálisan működik kis bemeneti-kimeneti feszültségkülönbséggel.

A stabilizátor érdekesen működik, ha a terhelési áramok kisebbek a névlegesnél, amit a tápfeszültség meghatározott alá eső csökkenése okoz - a hatásfok legalább 95%...

Mivel a PWM-et nem a klasszikus módon (a fő oszcillátor teljes vezérlése), hanem „relé” módon valósítják meg, trigger segítségével (indítás a generátorral, nullázás a komparátorral), majd a névleges érték alatti áramerősséggel, olyan helyzet lehetséges, amikor a kulcstranzisztor abbahagyja a zárást. A táp- és terhelési feszültségek közötti különbség a kapcsolótranzisztor telítési feszültségére csökken, amely általában 1 A-ig nem haladja meg az 1 V-ot, és 0,2-0,3 A-ig nem haladja meg a 0,2-0,3 V-ot. A statikus veszteségek ellenére nincsenek dinamikus veszteségek, és a tranzisztor szinte jumperként működik.

Még akkor is, ha a tranzisztor vezérelt marad és PWM módban működik, a hatásfok az áram csökkenése miatt magas marad. Például a tápfeszültség (10 V) és a LED-ek feszültsége (8,5 V) közötti 1,5 V különbséggel az áramkör továbbra is működött (bár a felére csökkentett frekvencián) 95%-os hatásfokkal.

Ebben az esetben az áram- és feszültségparamétereket az alábbiakban mutatjuk be, amikor a gyakorlati stabilizáló áramköröket vizsgáljuk.

Praktikus stabilizáló lehetőségek.

Nem lesz sok lehetőség, mivel a legegyszerűbbek, megismételve az áramköri tervezés klasszikus lehetőségeit, nem teszik lehetővé sem a működési frekvencia vagy az áram növelését, sem a hatékonyság növelését, sem a jó stabilitás elérését. Ezért a legoptimálisabb lehetőség az, amelynek blokkvázlata a 2. ábrán látható. Csak az alkatrészek névleges értéke változhat a stabilizátor szükséges jellemzőitől függően.

A 8. ábra a klasszikus változat diagramját mutatja.

8. ábra

Az egyik jellemző, hogy a kimeneti kondenzátor (C3) áramának az OS áramkörből való eltávolítása után lehetővé vált az induktor induktivitásának csökkentése. A teszthez egy régi, 12 μH-s DM-3 rúdra szerelt házi fojtót vettünk. Mint látható, az áramkör jellemzői meglehetősen jónak bizonyultak.

A hatékonyság növelésének vágya a 9. ábrán látható áramkörhöz vezetett

9. ábra

Az előző áramkörtől eltérően az R1 ellenállás nem az áramforráshoz, hanem a stabilizátor kimenetéhez csatlakozik. Ennek eredményeként az R1 ellenálláson lévő feszültség a terhelés feszültségével kisebb lett. Ugyanazon áram mellett a rajta felszabaduló teljesítmény 0,5 W-ról 0,15 W-ra csökkent.

Ezzel párhuzamosan az induktor induktivitását növelték, ami szintén növeli a stabilizátor hatásfokát. Ennek eredményeként a hatékonyság több százalékkal nőtt. A konkrét számok a diagramon láthatók.

Az utolsó két séma másik jellegzetessége. A 8. ábrán látható áramkörnek nagyon jó a terhelőáram stabilitása a tápfeszültség változása esetén, de a hatásfoka meglehetősen alacsony. A 9. ábrán látható áramkör éppen ellenkezőleg, meglehetősen magas hatásfokkal rendelkezik, de az áramstabilitás gyenge - amikor a tápfeszültség 12 V-ról 15 V-ra változik, a terhelési áram 0,27 A-ről 0,3 A-re nő.

Ezt az R1 ellenállás helytelen megválasztása okozza, amint azt korábban említettük (lásd 4. ábra). Mivel a megnövelt R1 ellenállás, csökkentve a terhelőáram stabilitását, növeli a hatásfokot, bizonyos esetekben ez is használható. Például akkumulátoros energia esetén, amikor a feszültségváltozás határai kicsiek, és a nagy hatásfok relevánsabb.

Egy bizonyos mintát meg kell jegyezni.

Elég sok stabilizátort gyártottak (szinte mindegyiket arra használták, hogy az izzólámpákat LED-lámpákra cseréljék az autó belsejében), és bár időről időre stabilizátorokra volt szükség, mikroáramköröket vettek ki a „Hubs” és a „Hubs” hálózati hibás kártyáiról. Kapcsolók”. A gyártók közötti különbségek ellenére szinte minden mikroáramkör lehetővé tette a tisztességes stabilizátor jellemzők elérését még egyszerű áramkörökben is.

Az egyetlen chip, amivel találkoztam, a Globaltech Semiconductor GS34063S volt, amely semmiképpen sem akart magas frekvencián működni.

Ezután több MC34063ACD és MC34063EBD mikroáramkört vásároltak az STMicroelectronics cégtől, amelyek még rosszabb eredményeket mutattak - nem működtek magasabb frekvencián, rossz stabilitás, magas az áramkomparátor támogatásának feszültsége (0,45-0,5 V), a terhelési áram rossz stabilizálása jóval. hatékonyság vagy rossz hatásfok jó stabilizálással...

Talán a felsorolt ​​mikroáramkörök gyenge teljesítménye az olcsóságukkal magyarázható - a legolcsóbbakat vásárolták meg, mivel ugyanazon cég MC34063A (DIP-8) mikroáramköre, amelyet egy hibás kapcsolóról eltávolítottak, normálisan működött. Igaz, viszonylag alacsony frekvencián - legfeljebb 160 KHz.

A következő, meghibásodott berendezésekből vett mikroáramkörök jól működtek:

Sipex Corporation (SP34063A),
Motorola (MC34063A),
Analóg technológia (AP34063N8),
Anachip (AP34063 és AP34063A).
Fairchild (MC34063A) – Nem vagyok benne biztos, hogy helyesen azonosítottam a céget.

ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) és Texas Instruments – nem emlékszem, mivel csak azután kezdtem el figyelni a céget, hogy szembesültem azzal, hogy egyes cégek nem szívesen dolgoznak együtt az MS-szel, és nem vásároltam kifejezetten mikroáramköröket. ezektől a cégektől.

Annak érdekében, hogy az STMicroelectronicstól vásárolt, gyengén teljesítő MC34063ACD és MC34063EBD mikroáramköröket ne dobjuk ki, több kísérletet is végeztünk, amelyek a 2. ábrán a legelején látható áramkörhöz vezettek.

A következő 10. ábra egy RfCf korrekciós áramkörrel rendelkező stabilizátor gyakorlati áramkörét mutatja (ebben az áramkörben R3C2). A korrekciós lánc nélküli és korrekciós lánc nélküli stabilizátor működésének különbségét már korábban leírtuk a „A stabilitásról” részben, és bemutattuk a grafikonokat (5. ábra, 6. ábra, 7. ábra).

10. ábra

A 7. ábrán látható grafikonon látható, hogy az áramstabilizálás a mikroáramkör teljes tápfeszültség-tartományában kiváló. A stabilitás nagyon jó - mintha a PWM működne. A frekvencia meglehetősen magas, ami lehetővé teszi kis méretű, alacsony induktivitású fojtótekercsek használatát, és teljesen megszünteti a kimeneti kondenzátort. Bár egy kis kondenzátor beszerelése teljesen kiküszöbölheti a terhelési áram hullámzását. A terhelési áram hullámzási amplitúdójának a kondenzátor kapacitásától való függését korábban a „A stabilitásról” című részben tárgyaltuk.

Mint már említettük, az STMicroelectronics-tól kapott MC34063ACD és MC34063EBD mikroáramkörökről kiderült, hogy az áramkomparátor túlbecsült referenciafeszültsége - 0,45 V-0,5 V, az adatlapon feltüntetett 0,25 V-0,35 V ellenére. Emiatt nagy terhelési áramok esetén nagy veszteségek lépnek fel az áramérzékelő ellenállásán. A veszteségek csökkentése érdekében a VT1 tranzisztor és az R2 ellenállás segítségével áramforrást adtak az áramkörhöz. (11. ábra).

11. ábra

Ennek az áramforrásnak köszönhetően további 33 μA előfeszítő áram folyik át az R3 ellenálláson, így az R3 ellenálláson a feszültség terhelőáram nélkül is 33 μA * 10 KΩ = 330 mV. Mivel a mikroáramkör árambemenetének küszöbfeszültsége 450 mV, ezért az áramkomparátor működéséhez az R1 áramérzékelő ellenállásának 450 mV-330 mV = 120 mV feszültségűnek kell lennie. 1A terhelési áram mellett az R1 ellenállásnak 0,12V/1A=0,12Ohm-nak kell lennie. Az elérhető értéket 0,1 Ohm-ra állítottuk.
A VT1 áramstabilizátora nélkül az R1 ellenállást 0,45 V/1A=0,45 Ohm sebességgel kellene kiválasztani, és a teljesítmény 0,45 W-on disszipálna rajta. Most ugyanezen áram mellett az R1 vesztesége csak 0,1 W

Ez az opció akkumulátorról működik, terhelési áram 1A-ig, teljesítmény 8-10 W. Kimeneti rövidzárlati áram 1,1A. Ebben az esetben az áramfelvétel 64 mA-re csökken 14,85 V tápfeszültség mellett, az energiafogyasztás pedig 0,95 W-ra csökken. A mikroáramkör ebben az üzemmódban nem is melegszik fel, és a kívánt ideig rövidzárlatos üzemmódban maradhat.

A többi jellemzőt a diagram mutatja.

A mikroáramkör SO-8 csomagban van, és a terhelési áram 1A. Nagyon felforrósodik (100 fok a terminálhőmérséklet!), ezért érdemes a mikroáramkört SMD-szerelésre átalakított DIP-8 tokozásba szerelni, nagy poligonokat készíteni és (vagy) hűtőbordával előállni.
A mikroáramkör kulcsának telítési feszültsége meglehetősen magas - majdnem 1 V 1 A áram mellett, ezért a fűtés olyan magas. Bár a mikroáramkör adatlapja alapján a kulcstranzisztor telítési feszültsége 1A áram mellett nem haladhatja meg a 0,4 V-ot.

Szerviz funkciók.

Annak ellenére, hogy a mikroáramkörben nincsenek szolgáltatási képességek, önállóan is megvalósíthatók. Jellemzően egy LED-es áramstabilizátor kikapcsolását és a terhelési áram beállítását igényli.

Be ki

Az MC34063 chipen lévő stabilizátort úgy kapcsolják ki, hogy feszültséget kapcsolnak a 3. érintkezőre. Egy példa a 12. ábrán látható.

12. ábra

Kísérletileg megállapították, hogy amikor a mikroáramkör 3. érintkezőjére feszültséget kapcsolunk, a fő oszcillátor leáll és a kulcstranzisztor zár. Ebben az állapotban a mikroáramkör áramfelvétele a gyártótól függ, és nem haladja meg az adatlapon megadott üresjárati áramot (1,5-4mA).

A stabilizátor kikapcsolásának egyéb lehetőségei (például 1,25 V-nál nagyobb feszültség alkalmazása az 5. érintkezőre) rosszabbnak bizonyulnak, mivel nem állítják le a fő oszcillátort, és a mikroáramkör több áramot fogyaszt, mint a vezérlésnél. 3. tű.

Az ilyen gazdálkodás lényege a következő.

A mikroáramkör 3. érintkezőjénél a frekvenciabeállító kondenzátor töltő- és kisütési feszültsége van. Amikor a feszültség eléri az 1,25 V küszöbértéket, megkezdődik a kondenzátor kisülése, és a mikroáramkör kimeneti tranzisztorja bezárul. Ez azt jelenti, hogy a stabilizátor kikapcsolásához legalább 1,25 V feszültséget kell alkalmazni a mikroáramkör 3. bemenetére.

A mikroáramkör adatlapja szerint az időzítő kondenzátor maximum 0,26 mA árammal kisüthető. Ez azt jelenti, hogy ha külső feszültséget kapcsolunk a 3. érintkezőre egy ellenálláson keresztül, legalább 1,25 V kapcsolási feszültség eléréséhez az ellenálláson áthaladó áramnak legalább 0,26 mA-nek kell lennie. Ennek eredményeként két fő adatunk van a külső ellenállás kiszámításához.

Például, ha a stabilizátor tápfeszültsége 12...15V, akkor a stabilizátort megbízhatóan ki kell kapcsolni a minimális értéknél - 12V-nál.

Ennek eredményeként a kiegészítő ellenállás ellenállását a következő kifejezésből találjuk meg:

R=(Up-Uvd1-1.25V)/0.26mA=(12V-0.7V-1.25V)/0.26mA=39KOhm.

A mikroáramkör megbízható kikapcsolásához válassza ki az ellenállás ellenállását a számított értéknél kisebbre. A 12. ábra áramkör töredékében az ellenállás ellenállása 27KOhm. Ezzel az ellenállással a kikapcsolási feszültség körülbelül 9 V. Ez azt jelenti, hogy ha a stabilizátor tápfeszültsége 12 V, akkor remélheti, hogy ezzel az áramkörrel megbízhatóan kikapcsolja a stabilizátort.

A stabilizátor mikrokontrollerről történő vezérlésekor az R ellenállást újra kell számolni 5 V feszültségre.

A mikroáramkör 3. bemenetén a bemeneti ellenállás elég nagy, és a külső elemek bármilyen csatlakoztatása befolyásolhatja a fűrészfog feszültség kialakulását. A vezérlőáramköröknek a mikroáramkörről való leválasztására, és ezáltal ugyanazon zajtűrés fenntartására a VD1 diódát használják.

A stabilizátor vezérelhető úgy, hogy állandó feszültséget adunk az R ellenállás bal kivezetésére (12. ábra), vagy rövidre zárjuk az R ellenállás és a VD1 dióda csatlakozási pontját a testhez (állandó feszültség mellett a bal kivezetésen) az R ellenállásból).

A VD2 Zener dióda úgy van kialakítva, hogy megvédje a mikroáramkör bemenetét a magas feszültségtől. Alacsony tápfeszültségnél nincs rá szükség.

Terhelési áram beállítása

Mivel a mikroáramköri áramkomparátor referenciafeszültsége megegyezik az R1 és R3 ellenállások feszültségeinek összegével, az R3 ellenállás előfeszítő áramának változtatásával a terhelési áram állítható (11. ábra).

Két beállítási lehetőség lehetséges - változó ellenállás és állandó feszültség.

A 13. ábra a 11. ábra diagramjának egy részletét mutatja a szükséges változtatásokkal és tervezési összefüggésekkel, amelyek lehetővé teszik a vezérlőáramkör összes elemének kiszámítását.

13. ábra

A terhelési áram változó ellenállással történő szabályozásához ki kell cserélni az R2 állandó ellenállást egy R2' ellenállásból álló szerelvényre. Ebben az esetben, amikor a változó ellenállás ellenállása megváltozik, az R2' ellenállás teljes ellenállása 27...37KOhm, a VT1 tranzisztor (és az R3 ellenállás) leeresztő árama pedig 1,3 V/27. .37KOhm=0.048...0.035mA. Ebben az esetben az R3 ellenálláson lévő előfeszítési feszültség 0,048...0,035mA*10KOhm=0,48...0,35V között változik. A mikroáramkör áramkomparátorának kioldásához az R1 ellenállás-áramérzékelő feszültségének (11. ábra) 0,45-0,48...0,35V=0...0,1V-ot kell csökkennie. R1=0,1Ohm ellenállásnál ekkora feszültség esik le rajta, ha 0…0,1V/0,1Ohm=0…1A terhelési áram folyik rajta.

Azaz az R2’ változtatható ellenállás ellenállásának 27...37KOhm-on belüli változtatásával 0...1A-en belül szabályozhatjuk a terhelőáramot.

A terhelési áram állandó feszültséggel történő szabályozásához Rd1Rd2 feszültségosztót kell telepíteni a VT1 tranzisztor kapujába. Ezzel az osztóval bármilyen vezérlőfeszültséget hozzáigazíthat a VT1-hez szükségeshez.

A 13. ábra a számításhoz szükséges összes képletet mutatja.

Például a terhelési áramot 0...1A-en belül kell szabályozni egy 0...5V-on belüli állandó feszültségváltozó segítségével.

A 11. ábrán látható áramstabilizáló áramkör használatához Rd1Rd2 feszültségosztót szerelünk a VT1 tranzisztor kapuáramkörébe, és kiszámítjuk az ellenállásértékeket.

Kezdetben az áramkört 1A terhelési áramra tervezték, amelyet az R2 ellenállás árama és a VT1 térhatású tranzisztor küszöbfeszültsége állít be. A terhelési áram nullára csökkentéséhez, az előző példából következően, az R2 ellenállás áramát 0,034 mA-ről 0,045 mA-re kell növelni. Az R2 ellenállás állandó ellenállása esetén (39 KOhm) a rajta lévő feszültségnek 0,045…0,034 mA*39KOhm=1,755…1,3 V tartományon belül kell változnia. Ha a kapu feszültsége nulla, és a VT2 tranzisztor küszöbfeszültsége 1,3 V, akkor az R2 ellenálláson 1,3 V feszültség kerül beállításra. Az R2 feszültségének 1,755 V-ra növeléséhez állandó 1,755 V-1,3 V=0,455 V feszültséget kell alkalmazni a VT1 kapura. A probléma körülményei szerint a kapu ilyen feszültségének +5 V vezérlőfeszültségnek kell lennie. Miután az Rd2 ellenállás ellenállását 100 KOhm-ra állítottuk (a vezérlőáram minimalizálása érdekében), az Rd1 ellenállást az Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1) arányból kapjuk:

Rd1= Rd2/(Uu/Ug-1)=100KOhm/(5V/0,455V-1)=10KOhm.

Vagyis amikor a vezérlőfeszültség nulláról +5 V-ra változik, a terhelési áram 1A-ról nullára csökken.

Az 1A-es áramstabilizátor teljes kapcsolási rajza be-ki és áramszabályozási funkciókkal a 14. ábrán látható. Az új elemek számozása a 11. ábrán látható séma szerint folytatja a megkezdetteket.

14. ábra

Az áramkört nem vizsgálták a 14. ábra részeként. De a 11. ábra szerinti áramkört, amely alapján létrehozták, teljesen tesztelték.

A diagramon látható be-/kikapcsolási módszert prototípuskészítéssel tesztelték. A jelenlegi szabályozási módszereket eddig csak szimulációval tesztelték. De mivel a beállítási módszerek egy igazán bevált áramstabilizátoron alapulnak, az összeszerelés során csak az ellenállásértékeket kell újraszámolni, hogy megfeleljenek az alkalmazott VT1 térhatású tranzisztor paramétereinek.

A fenti áramkörben mindkét terhelési áram beállítási lehetőséget használnak - Rp változó ellenállással és 0...5V állandó feszültséggel. A változtatható ellenállásos beállítást a 12. ábrához képest némileg eltérően választottuk meg, ami lehetővé tette mindkét lehetőség egyidejű alkalmazását.

Mindkét beállítás függő – az egyik módon beállított áram a másiknál ​​a maximum. Ha az Rp változtatható ellenállással a terhelési áramot 0,5A-re állítjuk, akkor a feszültség beállításával az áramerősség nulláról 0,5A-re változtatható. És fordítva - az állandó feszültség által beállított 0,5 A-es áram változó ellenállással szintén nulláról 0,5 A-re változik.

A terhelési áram beállításának a változó ellenállással való függése exponenciális, ezért a lineáris beállítás eléréséhez tanácsos olyan változó ellenállást választani, amelynek az ellenállása logaritmikus függő a forgásszögtől.

Az Rp ellenállás növekedésével a terhelési áram is növekszik.

A terhelőáram szabályozásának állandó feszültségtől való függése lineáris.

Az SB1 kapcsoló be- vagy kikapcsolja a stabilizátort. Ha az érintkezők nyitva vannak, a stabilizátor ki van kapcsolva, ha az érintkezők zárva vannak, akkor be van kapcsolva.

Teljesen elektronikus vezérléssel a stabilizátor kikapcsolása úgy érhető el, hogy közvetlenül a mikroáramkör 3. érintkezőjére állandó feszültséget kapcsolunk, vagy egy további tranzisztor segítségével. A szükséges vezérlési logikától függően.

A C4 kondenzátor biztosítja a stabilizátor lágy indítását. Tápfeszültség alatt, amíg a kondenzátor fel nem töltődik, a VT1 térhatású tranzisztor (és az R3 ellenállás) áramát nem korlátozza az R2 ellenállás, hanem egyenlő az áramforrás módban bekapcsolt térhatású tranzisztor maximális értékével ( egységek - tíz mA). Az R3 ellenálláson lévő feszültség meghaladja a mikroáramkör árambemenetének küszöbértékét, ezért a mikroáramkör kulcstranzisztorja zárva van. Az R3-on áthaladó áram fokozatosan csökken, amíg el nem éri az R2 ellenállás által beállított értéket. Ennek az értéknek a közeledtével az R3 ellenállás feszültsége csökken, az áramvédelmi bemenet feszültsége egyre inkább függ az áramérzékelő R1 ellenállásán lévő feszültségtől és ennek megfelelően a terhelési áramtól. Ennek eredményeként a terhelési áram nulláról egy előre meghatározott értékre kezd növekedni (változó ellenállással vagy állandó vezérlőfeszültséggel).

Nyomtatott áramkör.

Az alábbiakban a stabilizátor nyomtatott áramköri lapra (a 2. vagy 10. ábra blokkvázlata szerint - praktikus változat) adjuk meg a különböző chipcsomagokhoz (DIP-8 vagy SO-8) és különböző fojtótekercsekhez (standard, gyárilag gyártott) lehetőségeket vagy házilag permetezett vasgyűrűn ). A tábla a Sprint-Layout program 5-ös verziójában készült:

Minden opció a 0603-tól 1206-ig terjedő szabvány méretű SMD elemek beépítésére szolgál, az elemek számított teljesítményétől függően. A táblán az áramkör minden eleméhez vannak ülések. A tábla kiforrasztásánál előfordulhat, hogy egyes elemeket nem szerelnek fel (erről fentebb már volt szó). Például már teljesen elhagytam a frekvencia-beállító C T és a kimeneti Co kondenzátorok telepítését (2. ábra). Frekvenciabeállító kondenzátor nélkül a stabilizátor magasabb frekvencián működik, és csak nagy terhelési áramok (1 A-ig) és (vagy) kis induktivitás mellett van szükség kimeneti kondenzátorra. Néha érdemes beépíteni egy frekvenciabeállító kondenzátort, csökkentve a működési frekvenciát és ennek megfelelően a dinamikus teljesítményveszteséget nagy terhelési áramok esetén.

A nyomtatott áramköri lapok nem rendelkeznek különleges tulajdonságokkal, egy- és kétoldalas fóliás NYÁK-ra is készülhetnek. Kétoldalas PCB használata esetén a második oldal nincs maratva, és kiegészítő hűtőbordaként és (vagy) közös vezetékként szolgál.

Ha a tábla hátoldalán fémezést használ hűtőbordaként, átmenő lyukat kell fúrnia a mikroáramkör 8. tűje közelében, és mindkét oldalát össze kell forrasztani egy vastag rézhuzalból készült rövid jumperrel. Ha mikroáramkört használunk DIP-csomagban, akkor a lyukat a 8. tűhöz kell fúrni, és forrasztáskor ezt a csapot használja jumperként, forrasztva a csapot a tábla mindkét oldalán.

A jumper helyett 1,8 mm átmérőjű (2,5 mm2 keresztmetszetű kábelmag) rézhuzalból készült szegecs beépítésével érhető el jó eredmény. A szegecset közvetlenül a tábla maratása után helyezzük el - a szegecshuzal átmérőjével megegyező átmérőjű lyukat kell fúrni, szorosan be kell helyezni egy darab huzalt, és le kell rövidíteni úgy, hogy az legfeljebb 1 mm-re nyúljon ki a lyukból, és egy kis kalapáccsal mindkét oldalán alaposan felszegecseljük az üllőre. A beépítési oldalon a szegecsnek egy síkban kell lennie a deszkával, hogy a szegecs kiálló feje ne zavarja az alkatrészek kiforrasztását.

Furcsa tanácsnak tűnhet, hogy kifejezetten a mikroáramkör 8. érintkezőjéből készítsünk hűtőbordát, de a hibás mikroáramkör házának töréstesztje azt mutatta, hogy a teljes tápegysége egy széles rézlemezen található, szilárd kivezetéssel a 8. a tok tűje. A mikroáramkör 1. és 2. érintkezője, bár csíkok, túl vékonyak ahhoz, hogy hűtőbordaként használhassák. A ház összes többi kivezetése vékony vezetékes áthidalókkal csatlakozik a mikroáramkör kristályhoz. Érdekes módon nem minden mikroáramkört terveztek így. Több tesztelt eset is azt mutatta, hogy a kristály középen helyezkedik el, és a mikroáramkör szalagtüskéi mind egyformák. Kábelezés - huzal jumperekkel. Ezért az ellenőrzéshez még több mikroáramkör házat kell „szétszerelni”...

A hűtőborda készülhet réz (acél, alumínium) téglalap alakú 0,5-1 mm vastagságú lemezből is, amelynek méretei nem nyúlnak túl a táblán. DIP-csomag használata esetén a lemezterületet csak az induktor magassága korlátozza. Helyezzen egy kis hőpasztát a lemez és a chip test közé. Az SO-8 csomaggal egyes rögzítőelemek (kondenzátorok és dióda) néha megakadályozhatják a lemez szoros illeszkedését. Ebben az esetben a hőpaszta helyett érdemesebb megfelelő vastagságú Nomakon gumitömítést használni. A mikroáramkör 8. érintkezőjét célszerű áthidaló vezetékkel ehhez a lemezhez forrasztani.

Ha a hűtőlemez nagy, és blokkolja a közvetlen hozzáférést a mikroáramkör 8. érintkezőjéhez, akkor először fúrjon egy lyukat a lemezen a 8. tűvel szemben, és először forrassza fel egy huzaldarabot függőlegesen magához a csaphoz. Ezután fűzze át a vezetéket a lemezen lévő lyukon, és nyomja a chip testéhez, és forrassza össze őket.

Ma már kapható egy jó folyasztószer az alumínium forrasztásához, ezért érdemesebb hűtőbordát készíteni belőle. Ebben az esetben a hűtőborda a legnagyobb felületű profil mentén hajlítható.

Az 1,5 A-ig terjedő terhelési áram eléréséhez a hűtőbordát mindkét oldalon el kell készíteni - tömör sokszög formájában a tábla hátoldalán, és fémlemez formájában, amelyet a forgácstesthez kell nyomni. Ebben az esetben a mikroáramkör 8. érintkezőjét mind a hátoldali sokszögre, mind a házhoz nyomott lemezre kell forrasztani. A tábla hátoldalán lévő hűtőborda hőtehetetlenségének növelése érdekében érdemes a sokszögre forrasztott lemez formájában is elkészíteni. Ebben az esetben célszerű a hőelnyelő lemezt a mikroáramkör 8. érintkezőjénél lévő szegecsre helyezni, amely korábban a tábla mindkét oldalát összekapcsolta. Forrassza le a szegecset és a lemezt, és rögzítse forrasztással több helyen a tábla kerülete mentén.

Egyébként a tábla hátoldalán lévő lemez használatakor maga a tábla készülhet egyoldalas fóliás NYÁK-ból.

A táblán az elemek helymegjelölésére szolgáló feliratok a szokásos módon készülnek (ahogyan a nyomtatott pályák is), kivéve a poligonok feliratait. Ez utóbbiak fehér „F” szolgáltatási rétegen készülnek. Ebben az esetben ezeket a feliratokat maratással kapják.

A táp- és LED-vezetékek a tábla ellentétes végein vannak forrasztva a feliratok szerint: „+” és „-” a tápellátáshoz, „A” és „K” a LED-ekhez.

A táblát burkolat nélküli kivitelben (ellenőrzés és hangolás után) célszerű egy megfelelő hosszúságú és átmérőjű hőre zsugorodó csődarabba befűzni, és hajszárítóval felmelegíteni. A még ki nem hűlt hőzsugor végeit a kapcsokhoz közelebb kell préselni fogóval. A melegen sajtolt hőre zsugorodó anyag összeragaszt, és szinte légzáró és meglehetősen tartós házat alkot. A préselt élek olyan szorosan vannak ragasztva, hogy amikor megpróbálod szétválasztani, a hőre zsugorodás egyszerűen eltörik. Ugyanakkor, ha javításra vagy karbantartásra van szükség, a hajszárítóval történő újramelegítés során a krimpelt területek leragadnak, anélkül, hogy akár nyomot is hagynának. Némi ügyességgel a még forró hőzsugort csipesszel kinyújthatod, és óvatosan eltávolíthatod róla a deszkát. Ennek eredményeként a hőre zsugorodó alkalmas lesz a tábla újracsomagolására.

Ha szükséges a tábla teljes tömítése, a hőpárna összenyomása után a végeit meg lehet tölteni hőpárnával. A „tok” megerősítésére két réteg hőzsugort helyezhet a táblára. Bár az egyik réteg elég tartós.

Stabilizátor számítási program

Az áramkör elemeinek gyors kiszámításához és kiértékeléséhez az EXCEL programban képleteket tartalmazó táblázat készült. A kényelem érdekében néhány számítást a VBA kód támogat. A program működését csak Windows XP rendszerben tesztelték:

A fájl futtatásakor megjelenhet egy ablak, amely figyelmezteti a makrók jelenlétére a programban. Ki kell választania a „Ne tiltsa le a makrókat” parancsot. Ellenkező esetben a program elindul, sőt a táblázat celláiba írt képletek segítségével újraszámítást is végez, de egyes funkciók letiltásra kerülnek (a bevitel helyességének ellenőrzése, optimalizálási képesség stb.).

A program elindítása után megjelenik egy ablak, amely megkérdezi: „Minden bemeneti adat visszaállítása az alapértelmezettre?”, amelyben kattintson az „Igen” vagy a „Nem” gombra. Ha az „Igen” opciót választja, a számításhoz az összes bemeneti adat alapértelmezés szerint be lesz állítva, példaként. Minden számítási képlet is frissül. Ha a "Nem" lehetőséget választja, a bemeneti adatok az előző munkamenetben mentett értékeket fogják használni.

Alapvetően a „Nem” gombot kell kiválasztani, de ha nem szeretné elmenteni az előző számítási eredményeket, akkor válassza az „Igen” lehetőséget. Néha, ha túl sok hibás beviteli adatot ad meg, valamilyen meghibásodást, vagy véletlenül egy cella tartalmát egy képlettel törli, egyszerűbb kilépni a programból, és az „Igen” kérdés megválaszolásával újra futtatni. Ez könnyebb, mint a hibák keresése és kijavítása, valamint az elveszett képletek újraírása.

A program egy normál Excel munkalap, három külön táblázattal ( Beviteli adat , Kimenet , Számítási eredmények ) és a stabilizátor áramkört.

Az első két táblázat tartalmazza a beírt vagy számított paraméter nevét, rövid szimbólumát (az érthetőség kedvéért képletekben is használják), a paraméter értékét és a mértékegységet. A harmadik táblázatban a nevek kimaradtak, mint feleslegesek, mivel az elem rendeltetése ott látható a diagramon. A számított paraméterek értékei sárgával vannak jelölve, és nem változtathatók önállóan, mivel a képletek ezekbe a cellákba vannak írva.

Az asztalhoz" Beviteli adat » a kezdeti adatok megadása. Egyes paraméterek célját a megjegyzésekben ismertetjük. Minden bemeneti adatot tartalmazó cellát ki kell tölteni, mert mindegyik részt vesz a számításban. A kivétel a „Load current ripple (Inp)” paraméterrel rendelkező cella – lehet, hogy üres. Ebben az esetben az induktor induktivitását a terhelési áram minimális értéke alapján számítják ki. Ha ebben a cellában beállítja a terhelési hullámos áram értékét, akkor az induktor induktivitása a megadott hullámzási érték alapján kerül kiszámításra.

Egyes paraméterek eltérhetnek a különböző chipgyártóktól – például a referenciafeszültség értéke vagy az áramfelvétel. A megbízhatóbb számítási eredmények eléréséhez pontosabb adatokat kell megadnia. Ehhez használhatja a fájl második lapját („Chips”), amely a különböző paraméterek fő listáját tartalmazza. A chip gyártójának ismeretében pontosabb adatokat találhat.

Az asztalban " Kimenet » az érdeklődésre számot tartó köztes számítási eredmények találhatók. A számításokhoz használt képletek a számított értékkel rendelkező cella kiválasztásával láthatók. A „Maximális kitöltési tényező (dmax)” paraméterrel rendelkező cella két szín közül kiemelhető – zöld és piros. A cella zöld színnel van kiemelve, ha a paraméter értéke elfogadható, és pirossal, ha túllépi a megengedett maximális értéket. A cella megjegyzésében olvasható, hogy mely bemeneti adatokat kell módosítani a javításhoz.

Az AN920-D dokumentum, amely ezt a chipet részletesebben leírja, kimondja, hogy az MC34063 chip maximális munkaciklus-értéke nem haladhatja meg a 0,857-et, ellenkező esetben a szabályozási határértékek nem eshetnek egybe a megadottakkal. Ezt az értéket veszik a számítás során kapott paraméter helyességének kritériumaként. Igaz, a gyakorlat azt mutatta, hogy a kitöltési tényező valós értéke nagyobb is lehet, mint 0,9. Ezt az eltérést nyilvánvalóan a „nem szabványos” befogadás magyarázza.

A számítások eredménye az áramkör passzív elemeinek értéke, a harmadik táblázatban összefoglalva. Számítási eredmények" . A kapott értékek felhasználhatók a stabilizátor áramkör összeszerelésekor.

Néha hasznos a kapott értékeket saját magának megfelelően beállítani, például ha az ellenállás ellenállásának, a kondenzátor kapacitásának vagy az induktor induktivitásának kapott értéke nem esik egybe a szabványos értékkel. Az is érdekes, hogy egyes elemek értékeinek megváltoztatása hogyan befolyásolja az áramkör általános jellemzőit. Ez a funkció a programban van megvalósítva.

az asztaltól jobbra" Számítási eredmények" Minden paraméter mellett van egy négyzet. Ha rákattint a bal egérgombbal a kiválasztott négyzetre, megjelenik benne egy „madár”, amely a kiválasztást igénylő paramétert jelöli. Ebben az esetben a sárga kiemelés eltűnik az értéket tartalmazó mezőből, ami azt jelenti, hogy önállóan választhatja ki ennek a paraméternek az értékét. És a táblázatban" Beviteli adat" A változó paraméterek pirossal vannak kiemelve. Vagyis fordított újraszámítás történik - a képletet a bemeneti adattábla cellájába írják, és a számítási paraméter a táblázat értéke " Számítási eredmények" .

Például úgy, hogy egy „madarat” helyezünk el az induktor induktivitásával szemben a táblázatban „ Számítási eredmények" , láthatja, hogy a táblázat „Minimális terhelési áram” paramétere piros színnel van kiemelve Beviteli adat ».

Amikor az induktivitás megváltozik, a táblázat egyes paraméterei is megváltoznak " Kimenet ", például "Maximális tekercs- és kapcsolóáram (I_Lmax)". Ily módon a minimális induktivitású fojtótekercs választható a szabványos tartományból és méretekből anélkül, hogy túllépné a mikroáramkör kulcstranzisztorának maximális áramát, de a minimális terhelési áram értékét „feláldozná”. Ugyanakkor látható, hogy a Co kimeneti kondenzátor értéke is nőtt, hogy kompenzálja a terhelési áram hullámzásának növekedését.

Miután kiválasztotta az induktivitást, és megbizonyosodott arról, hogy a többi függő paraméter nem lépi túl a veszélyes határokat, távolítsa el az induktivitás paramétere melletti pipát, ezzel biztosítva a kapott eredményt, mielőtt megváltoztatná az induktor induktivitását befolyásoló egyéb paramétereket. Ráadásul a táblázatban „ Számítási eredmények" képletek visszaállnak, és a táblázatban " Beviteli adat" , éppen ellenkezőleg, eltávolítják.

Ugyanígy kiválaszthatja a táblázat többi paraméterét is " Számítási eredmények" . Ugyanakkor szem előtt kell tartani, hogy szinte az összes képlet paraméterei átfedik egymást, így ha ennek a táblázatnak az összes paraméterét egyszerre szeretné módosítani, akkor egy hibaablak jelenhet meg a kereszthivatkozásokról szóló üzenettel.

A cikk letöltése pdf formátumban.

Egy ideje már közzétettem egy áttekintést, amelyben bemutattam, hogyan készítsünk PWM stabilizátort a KREN5 segítségével. Aztán megemlítettem az egyik leggyakoribb és valószínűleg a legolcsóbb DC-DC átalakító vezérlőt. MC34063 mikroáramkör.
Ma megpróbálom kiegészíteni az előző áttekintést.

Általában ez a mikroáramkör elavultnak tekinthető, de ennek ellenére jól megérdemelt népszerűségnek örvend. Elsősorban az alacsony ár miatt. Még mindig használom őket néha különféle kézműves munkáim során.
Valójában ezért döntöttem úgy, hogy veszek magamnak száz ilyen apróságot. Nekem 4 dollárba kerültek, most ugyanattól az eladótól 3,7 dollárba kerülnek százonként, ez darabonként csak 3,7 cent.
Megtalálod olcsóbban is, de készletként rendeltem őket más alkatrészekkel (a lítium akkumulátor töltőjének és a zseblámpának az áramstabilizátorának véleménye). Van egy negyedik alkatrész is, amit ott rendeltem, de erről majd máskor.

Nos, valószínűleg már untatlak benneteket a hosszú bevezetővel, úgyhogy rátérek az áttekintésre.
Azonnal figyelmeztetlek, sok fotó lesz.
Minden zacskóban érkezett, buborékfóliába csomagolva. Egy ilyen csomó :)

Maguk a mikroáramkörök szépen egy retesszel ellátott zacskóba vannak csomagolva, és egy névvel ellátott papírt ragasztanak rá. Kézzel írták, de szerintem nem lesz gond a felirat felismerésével.

Ezeket a mikroáramköröket különböző gyártók gyártják, és eltérő címkézésük is van.
MC34063
KA34063
UCC34063
Stb.
Mint látható, csak az első betűk változnak, a számok változatlanok maradnak, ezért általában egyszerűen 34063-nak hívják.
Megvannak az elsők, az MC34063.

A fotó ugyanazon mikruha mellett van, de más gyártótól.
Az áttekintett egyértelműbb jelölésekkel tűnik ki.

Nem tudom, mit lehet még látni, ezért áttérek az áttekintés második részére, az oktatási részre.
DC-DC átalakítókat sok helyen használnak, ma már alighanem nehéz olyan elektronikai eszközt találni, amiben nincsenek ilyenek.

Három fő konverziós séma létezik, mindegyik a 34063-ban, annak alkalmazásában és még egyben van leírva.
Az összes leírt áramkör nem rendelkezik galvanikus leválasztással. Továbbá, ha alaposan megnézi mindhárom áramkört, észre fogja venni, hogy nagyon hasonlóak, és különböznek a három komponens, az induktor, a dióda és a tápkapcsoló cseréjében.

Először is a leggyakoribb.
Leléptető vagy lefelé mutató PWM konverter.
Ott használatos, ahol szükség van a feszültség csökkentésére, és ezt maximális hatékonysággal.
A bemeneti feszültség mindig nagyobb, mint a kimeneti feszültség, általában legalább 2-3 V; minél nagyobb a különbség, annál jobb (ésszerű határokon belül).
Ebben az esetben a bemeneti áram kisebb, mint a kimeneten.
Az alaplapokon gyakran alkalmazzák ezt az áramköri kialakítást, bár az ottani konverterek általában többfázisúak és szinkron egyenirányításúak, de a lényeg ugyanaz, Step-Down.

Ebben az áramkörben az induktor energiát halmoz fel, amikor a kulcs nyitva van, és a kulcs zárása után az induktoron lévő feszültség (az önindukció miatt) feltölti a kimeneti kondenzátort

A következő sémát kicsit ritkábban használják, mint az elsőt.
Gyakran megtalálható a Power-bankokban, ahol 3-4,2 Volt akkumulátorfeszültség stabilizált 5 Voltot eredményez.
Egy ilyen áramkör használatával több mint 5 Volt kaphat, de figyelembe kell venni, hogy minél nagyobb a feszültségkülönbség, annál nehezebb az átalakító működése.
Egy nem túl kellemes tulajdonsága is van ennek a megoldásnak: a kimenetet nem lehet „szoftveresen” letiltani. Azok. Az akkumulátor mindig diódán keresztül csatlakozik a kimenethez. Ezenkívül rövidzárlat esetén az áramot csak a terhelés és az akkumulátor belső ellenállása korlátozza.
Ez ellen biztosítékokat vagy kiegészítő tápkapcsolót használnak.

Akárcsak a legutóbbi alkalommal, a főkapcsoló nyitott állapotában először az induktorban halmozódik fel az energia, a kulcs zárása után az induktorban lévő áram polaritást vált, és az akkumulátor feszültségével összegezve a diódán keresztül a kimenetre megy.
Egy ilyen áramkör kimeneti feszültsége nem lehet alacsonyabb, mint a bemeneti feszültség mínusz a diódaesés.
Az áram a bemeneten nagyobb, mint a kimeneten (néha jelentősen).

A harmadik sémát meglehetősen ritkán használják, de helytelen lenne nem figyelembe venni.
Ennek az áramkörnek a kimeneti feszültsége ellentétes polaritású, mint a bemeneti feszültség.
Invertáló konverternek hívják.
Ez az áramkör elvileg növelheti vagy csökkentheti a feszültséget a bemenethez képest, de az áramkör kialakításának sajátosságai miatt gyakran csak a bemenetnél nagyobb vagy azzal egyenlő feszültségeknél használják.
Ennek az áramkör-konstrukciónak az az előnye, hogy a tápkapcsoló bezárásával le lehet kapcsolni a kimeneti feszültséget. Az első séma is képes erre.
Az előző sémákhoz hasonlóan az energia felhalmozódik az induktorban, és a tápkapcsoló bezárása után egy fordítottan csatlakoztatott diódán keresztül jut a terheléshez.

Amikor ezt az ismertetőt megalkottam, nem tudtam, mit lenne jobb példaként választani.
Volt lehetőség PoE-hez lecsökkentő konvertert, vagy LED tápellátására fokozatos átalakítót készíteni, de valahogy mindez érdektelen és teljesen unalmas volt.
De néhány nappal ezelőtt egy barátom felhívott, és megkért, hogy segítsek neki megoldani egy problémát.
Stabilizált kimeneti feszültséget kellett elérni, függetlenül attól, hogy a bemenet nagyobb vagy kisebb, mint a kimenet.
Azok. Szükségem volt egy buck-boost átalakítóra.
Ezen konverterek topológiáját (Single-ended primer-inductor converter) nevezzük.
Még néhány jó dokumentum erről a topológiáról. , .
Az ilyen típusú konverter áramköre észrevehetően összetettebb, és további kondenzátort és induktivitást tartalmaz.

Így döntöttem úgy, hogy megcsinálom

Például úgy döntöttem, hogy készítek egy átalakítót, amely stabilizált 12 voltot képes előállítani, amikor a bemenet 9 és 16 volt között ingadozik. Igaz, az átalakító teljesítménye kicsi, mivel a mikroáramkör beépített kulcsát használják, de a megoldás meglehetősen működőképes.
Ha erősebbé teszi az áramkört, szereljen be egy további térhatású tranzisztort, fojtótekercset a nagyobb áramhoz stb. akkor egy ilyen áramkör segíthet megoldani az autóban lévő 3,5 hüvelykes merevlemez tápellátásának problémáját.
Ezenkívül az ilyen konverterek segíthetnek megoldani a már népszerűvé vált 3,3 V-os feszültség elérését egy lítium akkumulátorról 3-4,2 V tartományban.

De először alakítsuk át a feltételes diagramot elvi diagrammá.

Ezt követően nyomot csinálunk belőle, nem fogunk mindent az áramköri lapra faragni.

Nos, a következőkben kihagyom az egyik oktatóanyagomban leírt lépéseket, ahol megmutattam, hogyan kell nyomtatott áramköri lapot készíteni.
Az eredmény egy kis tábla lett, a tábla méretei 28x22,5, a vastagsága az alkatrészek tömítése után 8mm.

Mindenféle részt kiástam a ház körül.
Az egyik értékelésben fulladásom volt.
Mindig vannak ellenállások.
A kondenzátorok részben jelen voltak, és részben eltávolították a különböző eszközökből.
A 10 µF-os kerámiát egy régi merevlemezről távolították el (monitorlapokon is megtalálhatók), az alumínium SMD-t egy régi CD-ROM-ról.

Leforrasztottam a sálat és ügyes lett. Valami gyufásdobozra kellett volna fényképeznem, de elfelejtettem. A tábla mérete körülbelül 2,5-szer kisebb, mint egy gyufásdobozé.

Közelebb van a tábla, próbáltam szorosabban elhelyezni a táblát, nincs sok szabad hely.
Egy 0,25 ohmos ellenállásból négy 1 ohmos ellenállást alakítanak ki párhuzamosan 2 szinten.

Sok fotó van, ezért spoiler alá tettem őket

Négy tartományban csekkoltam, de véletlenül ötben derült ki, ennek nem álltam ellen, hanem egyszerűen csináltam még egy fotót.
Nem volt 13K-s ellenállásom, 12-re kellett forrasztanom, így a kimeneti feszültség kissé alábecsült.
De mivel a táblát pusztán a mikroáramkör tesztelésére készítettem (vagyis ennek a lapnak már nincs értéke számomra), és véleményt írtam, nem foglalkoztam vele.
A terhelés egy izzólámpa volt, a terhelési áram körülbelül 225 mA volt

Bemenet 9 volt, kimenet 11,45

A bemenet 11 volt, a kimenet 11,44.

A bemenet 13 volt, a kimenet továbbra is ugyanaz a 11,44

A bemenet 15 volt, a kimenet ismét 11,44. :)

Utána gondolkodtam, hogy befejezem, de mivel a diagram 16 V-ig terjedő tartományt mutatott, úgy döntöttem, hogy 16-nál ellenőrizem.
Bejáratnál 16.28, kijáratnál 11.44

Mivel a kezembe került egy digitális oszcilloszkóp, úgy döntöttem, hogy oszcillogramokat készítek.

El is rejtettem a spoiler alá, hiszen elég sok van belőlük

Ez persze játék, az átalakító ereje nevetséges, bár hasznos.
De felvettem még néhányat egy barátomnak az Aliexpressen.
Talán valakinek hasznos lesz.

Amikor bármely eszköz fejlesztője szembesül a „Hogyan lehet elérni a szükséges feszültséget?” kérdéssel, a válasz általában egyszerű - egy lineáris stabilizátor. Kétségtelen előnyük az alacsony költség és a minimális vezetékezés. De ezen előnyök mellett van egy hátrányuk - erős fűtés. A lineáris stabilizátorok sok értékes energiát alakítanak át hővé. Ezért az ilyen stabilizátorok használata akkumulátoros készülékekben nem tanácsos. Gazdaságosabbak DC-DC átalakítók. Erről fogunk beszélni.

Hátsó nézet:

A működési elvekről már minden el lett mondva előttem, úgyhogy nem foglalkozom vele. Csak annyit mondok, hogy az ilyen konverterek Step-UP (step-up) és Step-Down (step-down) konverterekben vannak. Természetesen ez utóbbi érdekelt. A fenti képen láthatod, hogy mi történt. A konverter áramköreit gondosan átrajzoltam az adatlapról :-) Kezdjük a Step-Down konverterrel:

Amint látja, semmi trükkös. Az R3 és R2 ellenállások egy osztót alkotnak, amelyről a feszültséget eltávolítják, és a mikroáramkör visszacsatoló lábára táplálják MC34063. Ennek megfelelően ezen ellenállások értékének megváltoztatásával megváltoztathatja a feszültséget az átalakító kimenetén. Az R1 ellenállás megvédi a mikroáramkört a meghibásodástól rövidzárlat esetén. Ha helyette egy jumpert forraszt, a védelem le lesz tiltva, és az áramkör varázsfüstöt bocsáthat ki, amelyen az összes elektronika működik. :-) Minél nagyobb ennek az ellenállásnak az ellenállása, annál kisebb áramot tud leadni az átalakító. 0,3 ohmos ellenállásával az áram nem haladja meg a fél ampert. Egyébként ezeket az ellenállásokat az enyém is ki tudja számolni. A fojtót készen vettem, de senki nem tiltja, hogy magam tekerjem fel. A lényeg, hogy meglegyen a szükséges áramerősség. A dióda is bármilyen Schottky és a szükséges áramhoz is. Végső megoldásként két kis teljesítményű diódát párhuzamosíthat. A kondenzátor feszültségei a diagramon nem szerepelnek, azokat a bemeneti és kimeneti feszültség alapján kell kiválasztani. Érdemes dupla tartalékkal bevenni.
A Step-UP konverternek kisebb eltérései vannak az áramkörében:

Az alkatrészekre vonatkozó követelmények ugyanazok, mint a Step-Down esetében. Ami a kapott kimeneti feszültség minőségét illeti, meglehetősen stabil, és a hullámzások, mint mondják, kicsik. (A hullámzásról magam nem tudok nyilatkozni, mivel még nincs oszcilloszkópom). Kérdések, javaslatok kommentben.

Tekintsük a 34063 chipen alapuló boost DC/DC konverter tipikus áramkörét:

IC kimenetek:

1. SWC(kapcsoló kollektor) - kimeneti tranzisztoros kollektor
2. S.W.E.(Switch emitter) - a kimeneti tranzisztor emittere
3. Tc(időzítő kondenzátor) - bemenet az időzítő kondenzátor csatlakoztatásához
4. GND- Föld
5. CII(összehasonlító invertáló bemenet) - a komparátor invertáló bemenete
6. Vcc- táplálkozás
7. Ipk— a maximális áramkorlátozó áramkör bemenete
8. KDK(meghajtó kollektor) - kimeneti tranzisztor meghajtó kollektor (kimeneti tranzisztor meghajtóként bipoláris tranzisztort is használnak)

Elemek:

L 1— tároló fojtó. Ez általában az energiaátalakítás egyik eleme.

C 1- időzítő kondenzátor, ez határozza meg az átalakítási frekvenciát. A 34063 chipek maximális konverziós frekvenciája körülbelül 100 kHz.

R2, R1— feszültségosztó a komparátor áramkörhöz. A komparátor nem invertáló bemenetét a belső szabályozó 1,25 V feszültséggel, az invertáló bemenetet pedig feszültségosztóval látjuk el. Amikor az osztó feszültsége egyenlő lesz a belső szabályozó feszültségével, a komparátor átkapcsolja a kimeneti tranzisztort.

C 2, C 3— kimeneti és bemeneti szűrők. A kimeneti szűrő kapacitása határozza meg a kimeneti feszültség hullámzásának mértékét. Ha a számítások során kiderül, hogy egy adott hullámossági értékhez nagyon nagy kapacitás szükséges, akkor nagyobb hullámosságra is elvégezheti a számítást, majd további LC szűrőt használhat. A C 3 kapacitást általában 100 ... 470 μF-on veszik.

Rsc- áramérzékelő ellenállás. Az áramkorlátozó áramkörhöz szükséges. Maximális kimeneti tranzisztor áram MC34063 esetén = 1,5 A, AP34063 esetén = 1,6 A. Ha a kapcsolóáram csúcsértéke meghaladja ezeket az értékeket, a mikroáramkör kiéghet. Ha biztosan tudjuk, hogy a csúcsáram meg sem közelíti a maximális értékeket, akkor ez az ellenállás nem telepíthető.

R 3- egy ellenállás, amely korlátozza a kimeneti tranzisztor meghajtó áramát (maximum 100 mA). Általában 180, 200 Ohmot vesznek fel.

Számítási eljárás:

1. Válassza ki a névleges bemeneti és kimeneti feszültséget: V be, V kiés a maximális kimeneti áram kilépek.
2. 2) Válassza ki a minimális bemeneti feszültséget V in(perc)és minimális működési frekvenciát fmin kiválasztottal V beÉs kilépek.
3. Számítsa ki az értéket (t be +t ki) max képlet szerint (t be +t ki) max =1/f min, t be (max.)- maximális idő, amikor a kimeneti tranzisztor nyitva van, toff (max.)— maximális idő, amikor a kimeneti tranzisztor zárva van.
4. Számítsa ki az arányt t be/t ki képlet szerint t be /t ki =(V ki +V F -V be(perc))/(V in(perc) -V sat), Ahol V F- feszültségesés a kimeneti szűrőn, V sat- feszültségesés a kimeneti tranzisztoron (amikor az teljesen nyitott állapotban van) adott áramerősség mellett. V sat a dokumentációban megadott grafikonokból határozzuk meg a mikroáramkörre (vagy a tranzisztorra, ha az áramkörben van külső tranzisztor). A képletből jól látszik, hogy minél több V be, V kiés minél jobban különböznek egymástól, annál kisebb a befolyásuk a végeredményre V FÉs V sat, tehát ha nincs szüksége szuperpontos számításokra, akkor azt tanácsolom, már azzal V in(perc)=6-7 V, vedd nyugodtan V F=0, V sat= 1,2 V (normál, közepes bipoláris tranzisztor), és ne zavarjon.
5. Tudva t be/t kiÉs (t be +t ki) max oldja meg az egyenletrendszert és keresse meg t be (max.).
6. Keresse meg az időzítő kondenzátor kapacitását C 1 képlet szerint: C 1 = 4,5*10 -5 *t bekapcsolva (max.).
7. Keresse meg a csúcsáramot a kimeneti tranzisztoron keresztül: I PK(kapcsoló) =2*I out *(1+t be /t ki). Ha kiderül, hogy nagyobb, mint a kimeneti tranzisztor maximális árama (1,5 ... 1,6 A), akkor az ilyen paraméterekkel rendelkező átalakító lehetetlen. Újra kell számolni az áramkört alacsonyabb kimeneti áramhoz ( kilépek), vagy használjon külső tranzisztoros áramkört.
8. Kiszámítja Rsc képlet szerint: R sc =0,3/I PK (kapcsoló).
9. Számítsa ki a kimeneti szűrőkondenzátor minimális kapacitását:
10. C 2 =I out *t on(max) /V ripple(p-p), Ahol V hullámzás (p-p)— a kimeneti feszültség hullámzásának maximális értéke. A különböző gyártók azt javasolják, hogy a kapott értéket 1-től 9-ig szorozzák meg. A maximális kapacitást a számított értékhez legközelebb eső standard értékekből veszik.
11. Számítsa ki az induktor minimális induktivitását:

    L 1(perc) =t be(max) *(V in(perc) -V sat)/I PK(kapcsoló). Ha a C 2 és L 1 túl nagy, megpróbálhatja növelni a konverziós gyakoriságot, és megismételni a számítást. Minél nagyobb az átalakítási frekvencia, annál kisebb a kimeneti kondenzátor minimális kapacitása és az induktor minimális induktivitása.

12. Az osztó ellenállásokat az összefüggésből számítjuk ki V out = 1,25*(1+R 2 /R 1).

Online számológép a konverter kiszámításához:

(a helyes számítások érdekében tizedesvessző helyett inkább pontot használjon)

1) Kiindulási adatok:

(ha nem ismeri a V sat , V f , V ripple(p-p) értékeit, akkor a számítás V sat =1,2 V, V f =0 V, V ripple(p-p) =50 mV esetén történik )

Az MC34063 egy meglehetősen elterjedt mikrokontroller típus alacsony-magas és magas-alacsony feszültségű konverterek építésére. A mikroáramkör jellemzői műszaki jellemzőiben és teljesítménymutatóiban rejlenek. A készülék akár 1,5 A kapcsolási áram mellett is jól bírja a terheléseket, ami széleskörű felhasználási területet jelez különféle, magas gyakorlati jellemzőkkel rendelkező impulzusátalakítókban.

A chip leírása

Feszültség stabilizálás és átalakítás- Ez egy fontos funkció, amelyet számos eszköz használ. Ezek mindenféle szabályozott tápegységek, konverziós áramkörök és kiváló minőségű beépített tápegységek. A legtöbb fogyasztói elektronikát kifejezetten erre az MS-re tervezték, mivel nagy teljesítményjellemzőkkel rendelkezik, és meglehetősen nagy áramot kapcsol probléma nélkül.

Az MC34063 beépített oszcillátorral rendelkezik, így a készülék működtetéséhez és a feszültség különböző szintekre történő átalakításához elegendő egy kezdeti torzítást biztosítani egy 470pF-os kondenzátor csatlakoztatásával. Ez a vezérlő nagyon népszerű nagyszámú rádióamatőr között. A chip sok áramkörben jól működik. Egyszerű topológiával és egyszerű műszaki eszközzel pedig könnyen megértheti működésének elvét.

Egy tipikus csatlakozó áramkör a következő összetevőkből áll:

• 3 ellenállás;
• dióda;
• 3 kondenzátor;
• induktivitás.

Figyelembe véve a feszültség csökkentésére vagy stabilizálására szolgáló áramkört, láthatja, hogy mély visszacsatolással és meglehetősen erős kimeneti tranzisztorral van felszerelve, amely egyenáramban vezeti át a feszültséget.

Kapcsoló áramkör a feszültség csökkentésére és stabilizálására

A diagramból látható, hogy a kimeneti tranzisztor áramát az R1 ellenállás korlátozza, és a szükséges átalakítási frekvencia beállításához szükséges időzítési komponens a C2 kondenzátor. Az L1 induktivitás energiát halmoz fel, amikor a tranzisztor nyitva van, és amikor zárva van, a diódán keresztül kisüt a kimeneti kondenzátorba. Az átalakítási együttható az R3 és R2 ellenállások arányától függ.

A PWM stabilizátor impulzus üzemmódban működik:

Amikor egy bipoláris tranzisztor bekapcsol, az induktivitás energiát nyer, ami aztán felhalmozódik a kimeneti kapacitásban. Ez a ciklus folyamatosan ismétlődik, biztosítva a stabil kimeneti szintet. Feltéve, hogy a mikroáramkör bemenetén 25 V feszültség van, a kimenetén 5 V lesz, maximum 500 mA kimeneti árammal.

A feszültség növelhető a bemenetre kapcsolt visszacsatoló áramkör ellenállási arányának megváltoztatásával. Kisülési diódaként is használják a tekercsben felhalmozódott hátsó EMF működése során, amikor a tranzisztor nyitott állapotban töltődik.

Ezt a sémát a gyakorlatban alkalmazva, nagyon hatékonyan lehet előállítani bak konverter. Ebben az esetben a mikroáramkör nem fogyaszt többletteljesítményt, amely akkor szabadul fel, amikor a feszültség 5 vagy 3,3 V-ra esik. A dióda úgy van kialakítva, hogy az induktivitás fordított kisülését biztosítsa a kimeneti kondenzátor számára.

Impulzuscsökkentési mód feszültség lehetővé teszi az akkumulátor energia jelentős megtakarítását alacsony fogyasztású eszközök csatlakoztatásakor. Például egy hagyományos parametrikus stabilizátor használatakor annak működés közbeni felfűtése a teljesítmény legalább 50%-át igényelte. Mit mondhatunk akkor, ha 3,3 V kimeneti feszültségre van szükség? Egy ilyen, 1 W-os terhelésű lecsökkentő forrás mind a 4 W-ot fogyaszt, ami fontos a kiváló minőségű és megbízható eszközök fejlesztésekor.

Amint az MC34063 használatának gyakorlata mutatja, az átlagos teljesítményveszteség legalább 13%-ra csökken, ami a gyakorlati megvalósítás legfontosabb ösztönzőjévé vált az összes kisfeszültségű fogyasztó táplálására. És figyelembe véve az impulzusszélesség szabályozási elvét, a mikroáramkör jelentéktelenül felmelegszik. Ezért nincs szükség radiátorokra a hűtéséhez. Egy ilyen átalakító áramkör átlagos hatásfoka legalább 87%.

Feszültségszabályozás a mikroáramkör kimenetén az ellenállásos osztó miatt történik. Amikor 1,25 V-tal meghaladja a névleges értéket, a komporátor kapcsolja a triggert és lezárja a tranzisztort. Ez a leírás egy 5 V kimeneti szintű feszültségcsökkentő áramkört ír le. Módosításához, növeléséhez vagy csökkentéséhez meg kell változtatnia a bemenetelosztó paramétereit.

Bemeneti ellenállást használnak a kapcsoló kapcsoló áramának korlátozására. A bemeneti feszültség és az R1 ellenállás ellenállásának arányaként számítjuk ki. Az állítható feszültségstabilizátor megszervezéséhez egy változtatható ellenállás középpontját a mikroáramkör 5. érintkezőjéhez kell csatlakoztatni. Az egyik kimenet a közös vezetékhez, a második pedig a tápegységhez. A konverziós rendszer 100 kHz-es frekvenciasávban működik, ha az induktivitás megváltozik, módosítható. Az induktivitás csökkenésével az átalakítási frekvencia nő.

Egyéb működési módok

A redukciós és stabilizáló üzemmódok mellett gyakran használják a boost üzemmódokat is. abban különbözik, hogy az induktivitás nincs a kimeneten. A kulcs zárt állapotában áram folyik át rajta a terhelésbe, amely kinyitva negatív feszültséget szolgáltat az induktivitás alsó kivezetésére.

A dióda pedig induktivitáskisülést biztosít a terhelésnek egy irányban. Ezért, amikor a kapcsoló nyitva van, 12 V az áramforrásból és a maximális áram keletkezik a terhelésnél, és ha zárva van a kimeneti kondenzátornál, akkor 28 V-ra emelkedik. A gyorsítókör hatásfoka legalább 83%. Áramkör jellemző ebben az üzemmódban a kimeneti tranzisztor zökkenőmentesen bekapcsol, amit az alapáram korlátozása biztosít az MS 8-as érintkezőjéhez csatlakoztatott kiegészítő ellenálláson keresztül. Az átalakító órajelét egy kis kondenzátor állítja be, főként 470 pF, míg ez 100 kHz.

A kimeneti feszültséget a következő képlet határozza meg:

Uout=1,25*R3*(R2+R3)

A fenti áramkör segítségével az MC34063A mikroáramkör csatlakoztatásához USB-ről 9, 12 vagy több voltos feszültség-átalakítót készíthet, az R3 ellenállás paramétereitől függően. Az eszköz jellemzőinek részletes kiszámításához speciális számológépet használhat. Ha R2 2,4k ohm és R3 15k ohm, akkor az áramkör 5V-ot 12V-ra alakít át.

MC34063A feszültségnövelő áramkör külső tranzisztorral

A bemutatott áramkör térhatású tranzisztort használ. De volt benne hiba. Bipoláris tranzisztoron a C-E pozíciókat fel kell cserélni. Alább egy diagram a leírásból. A külső tranzisztor kiválasztása a kapcsolási áram és a kimeneti teljesítmény alapján történik.

A LED-es fényforrások táplálására gyakran ezt a mikroáramkört használják lecsökkentő vagy fokozó konverter felépítésére. A nagy hatékonyság, az alacsony fogyasztás és a kimeneti feszültség magas stabilitása az áramkör megvalósításának fő előnyei. Számos LED-meghajtó áramkör létezik, különböző jellemzőkkel.

A gyakorlati alkalmazás egyik példájaként az alábbi ábrát tekintheti meg.

A séma a következőképpen működik:

Vezérlőjel alkalmazásakor az MS belső triggerje blokkolva van, és a tranzisztor záródik. A térhatású tranzisztor töltőárama pedig átfolyik a diódán. A vezérlő impulzus eltávolításakor a trigger a második állapotba kerül, és kinyitja a tranzisztort, ami a VT2 kapu kisütéséhez vezet. Két tranzisztor kapcsolata Gyors be- és kikapcsolást biztosít VT1, amely csökkenti a felmelegedés valószínűségét a változó komponens szinte teljes hiánya miatt. A LED-eken átfolyó áram kiszámításához használhatja: I=1,25V/R2.

Töltő MC34063-hoz

Az MC34063 vezérlő univerzális. A tápegységek mellett 5V-os kimeneti feszültségű telefonokhoz töltő is tervezhető. Az alábbiakban az eszköz megvalósításának diagramja látható. Neki működés elveúgy magyarázható, mint a rendszeres lefelé váltás esetén. A kimeneti akkumulátor töltőáram legfeljebb 1A, 30%-os ráhagyással. Ennek növeléséhez külső tranzisztort kell használnia, például KT817 vagy bármely más.