Operationsforstærker regulering. Koordinere regulatorer i et elektrisk drev. AmLahx er et program til at konstruere asymptotiske loops og syntetisere controllere ved hjælp af den ønskede loop-metode.

Regulatoren beregner misforholdet og konverterer det til en kontrolhandling i overensstemmelse med en bestemt matematisk operation. VSAU bruger hovedsageligt følgende typer af controllere: proportional (P), integral (I), proportional-integral (PI), proportional-integral-afledt (PID). Afhængigt af typen af ​​konverterede signaler skelnes der mellem analoge og digitale regulatorer. Analoge regulatorer (AR) er implementeret baseret på operationsforstærkere, digital - baseret på specialiserede computerenheder eller mikroprocessorer. Analoge controllere konverterer kun analoge signaler, der er kontinuerlige funktioner af tid. Når du passerer gennem AP'en, konverteres hver øjeblikkelige værdi af et kontinuerligt signal.

For at implementere AR tilsluttes en operationsforstærker (op-amp) i henhold til et summeringsforstærkerkredsløb med negativ feedback. Typen af ​​regulator og dens overførselsfunktion bestemmes af kredsløbet til tilslutning af modstande og kondensatorer i kredsløbene ved indgangen og i op-amp feedback.

Når vi analyserer regulatorer, vil vi bruge to hovedantagelser, som opfyldes med en høj grad af nøjagtighed for en op-forstærker med negativ feedback i en lineær driftstilstand:

Differential indgangsspænding U op-amp input er lig med nul;

Op-amp'ens inverterende og ikke-inverterende indgange forbruger ikke strøm, dvs. indgangsstrømme (fig. 2.2). Da den ikke-inverterende indgang er forbundet med "nul"-bussen, så er potentialet φa af den inverterende indgang ifølge den første antagelse også nul.

Ris. 2.2. Funktionsdiagram af en proportional regulator

Går vi videre til stigningen af ​​variabler i ligning (2.1) og bruger Laplace-transformationen, får vi P-regulatorens overførselsfunktion:

Hvor - proportional gevinst.

I P-regulatoren udføres således en proportional forstærkning (multipliceret med en konstant) af fejlsignalet u race

Koefficienten kan enten være større eller mindre end én. I fig. 2.3 viser afhængigheden u på = f(t) P-regulator når fejlsignalet ændres u race

En integreret regulator (I-regulator) implementeres ved at forbinde en op-amp kondensator C til op-ampen i feedbackkredsløbet (fig. 2.4). Overførselsfunktion af I-controlleren

hvor er integrationens konstant, s.

Ris. 2.4. Funktionsdiagram af en integreret regulator

I-controlleren integrerer fejlsignalet u race

En proportional-integral controller (PI-controller) er implementeret ved at inkludere en modstand R OU og en kondensator C OU i feedback-sløjfen (fig. 2.6).

Ris. 2.6. Funktionsdiagram af PI-regulatoren

Overførselsfunktion af PI-regulatoren

er summen af ​​overførselsfunktionerne for proportional- og integralregulatorerne. Da PI-controlleren har egenskaberne for P- og I-controllere, udfører den samtidig proportional forstærkning og integration af fejlsignalet u race

En proportional-integral-afledt controller (PID-controller) implementeres i det enkleste tilfælde ved at forbinde kondensatorerne C 3 og C OS i PI-controlleren parallelt med modstande R 3 og R OC (fig. 2.8).

Ris. 2.8. Funktionsdiagram af PID-regulatoren

PID-controller overførselsfunktion

hvor er den proportionale forstærkning af PID-regulatoren; - Differentieringskonstant; - integration konstant; ; .

PID-regulatorens overføringsfunktion er summen af ​​overføringsfunktionerne for proportional-, integral- og differentialregulatorerne. PID-regulatoren udfører samtidig proportional forstærkning, differentiering og integration af fejlsignalet u race

17 Spørgsmål AEP koordinat sensorer.

Blokdiagram af sensoren. AED'en (automatiseret elektrisk drev) bruger sensorer til at modtage feedbacksignaler på kontrollerede koordinater. Sensor er en enhed, der informerer om tilstanden af ​​AED'ens kontrollerede koordinat ved at interagere med den og konvertere reaktionen på denne interaktion til et elektrisk signal.

Styret i AED'en er elektriske og mekaniske koordinater: strøm, spænding, EMF, moment, hastighed, forskydning osv. For at måle dem bruges passende sensorer.

AED-koordinatsensoren kan strukturelt repræsenteres som en seriel forbindelse af en måletransducer (MT) og en matchende enhed (CU) (fig. 2.9). Måletransduceren konverterer koordinaterne x i elektrisk spændingssignal Og(eller nuværende jeg), proportional x . Den matchende enhed konverterer udgangssignalet Og IP til feedbacksignal u OS , som i størrelse og form tilfredsstiller de selvkørende kanoner.

Ris. 2.9. Blokdiagram af AEP-koordinatsensoren

Strømsensorer. Strømsensorer (CT) er designet til at få information om styrken og retningen af ​​motorstrømmen. De er underlagt følgende krav:

Linearitet af kontrolkarakteristika i området fra 0,1 I nom til 5 I nom ikke mindre end 0,9;

Tilgængelighed af galvanisk isolering af strømkredsløbet og kontrolsystemet;

Høj ydeevne.

Som måletransducere i DT anvendes strømtransformatorer, ekstra (kompensations)viklinger af udjævningsdrosler, Hall-elementer og shunts.

Strømsensorer baseret på shunts bruges i vid udstrækning til måling af motorstrøm. Shunt er en fire-terminal modstand med ren aktiv modstand R sh (ikke-induktiv shunt), strømkredsløbet er forbundet til strømklemmerne, og målekredsløbet er forbundet til potentialeklemmerne.

Ifølge Ohms lov falder spændingsfaldet over den aktive modstand og = R w jeg.

For at reducere effekten af ​​shunten på passagen af ​​strøm i motorkredsløbet skal dens modstand være minimal. Det nominelle spændingsfald over shunten er normalt 75 mV, så den skal forstærkes til de krævede værdier (3,0...3,5 V). Da shunten har en potentiel forbindelse med strømkredsen, skal strømføleren indeholde en galvanisk isoleringsanordning. Transformer og optoelektroniske enheder bruges som sådanne enheder. Blokdiagrammet for en strømsensor baseret på en shunt er vist i fig. 2.13.

Ris. 2.13. Blokdiagram over en shunt-baseret strømsensor

I øjeblikket er aktuelle sensorer baseret på Hall elementer, som er lavet af halvledermateriale i form af en tynd plade eller film (fig. 2.14). Når en elektrisk strøm I X passerer gennem en plade placeret vinkelret på et magnetfelt med induktion I, Hall emk induceres i pladen e X:

hvor er en koefficient afhængig af materialets egenskaber og pladens dimensioner.

Spændingssensorer. I Resistive spændingsdelere bruges som en spændingsmålingsomformer i et elektrisk drev (fig. 2.16).

Ris. 2.16. Funktionsdiagram af en spændingssensor

Divider udgangsspænding.

EMF sensorer. Med lave krav til hastighedsreguleringsområdet (op til 50) bruges EMF-feedback som hovedfeedback i det elektriske drev.

Ris. 2.17. Funktionsdiagram af armaturets EMF-sensor

Hastighedssensorer. For at opnå et elektrisk signal, der er proportionalt med motorrotorens vinkelhastighed, anvendes tachogeneratorer og pulshastighedssensorer. Tachogeneratorer bruges i analoge automatiske kontrolsystemer, pulse - i digitale.

Hastighedssensorer er underlagt strenge krav til lineariteten af ​​styreegenskaberne, stabiliteten af ​​udgangsspændingen og niveauet af dens krusning, da de bestemmer de statiske og dynamiske parametre for drevet som helhed.

DC tachogeneratorer med permanente magneter er blevet udbredt i elektriske drev. For at reducere niveauet af omvendte pulsationer er tachogeneratorer indbygget i den elektriske motor.

I pulserende hastighedssensorer anvendes pulserende forskydningstransducere som den primære måletransducer, hvor antallet af pulser er proportional med akslens rotationsvinkel.

Positionssensorer. I I øjeblikket bruges induktions- og fotoelektroniske omformere i elektriske drev til at måle bevægelsen af ​​bevægelige dele af maskiner og mekanismer.

Induktionstransformatorer omfatter roterende transformatorer, selsyner og induktosyner. Induktosyner kan være cirkulære eller lineære.

Roterende transformatorer (VT) kaldes elektriske mikromaskiner med vekselstrøm, der omdanner rotationsvinklen α til en sinusformet spænding proportional med denne vinkel. I et automatisk styresystem bruges roterende transformatorer som mismatchmålere, der registrerer systemets afvigelse fra en bestemt specificeret position.

En roterende transformer har to identiske enfasede fordelte viklinger på statoren og rotoren, forskudt 90° til hinanden. Spændingen fra rotorviklingen fjernes ved hjælp af slæberinge og børster eller ved hjælp af ringtransformatorer.

Driftsprincippet for VT i sinustilstand er baseret på afhængigheden af ​​spændingen induceret i rotorviklingen af ​​statorens pulserende magnetiske flux på vinkelpositionen af ​​statorens og rotorviklingernes akser.

Selsin er en elektrisk vekselstrømsmikromaskine med to viklinger: excitation og synkronisering. Afhængigt af antallet af faser af excitationsviklingen skelnes enkelt- og trefasede synkroniseringer. Synkroniseringsviklingen er altid trefaset. I selvkørende kanoner er berøringsfri synkronisering med en ringtransformator meget udbredt.

Synkroniseringsviklingen af ​​en berøringsfri synkronisator med en ringtransformator er placeret i statorens slidser, excitationsviklingen er i slidserne eller på de udtalte poler på synkronisatorens rotor. Det særlige ved ringtransformatoren er, at dens primære vikling er placeret på statoren, og den sekundære vikling er placeret på rotoren. Vindingerne har form af ringe placeret i et magnetisk system bestående af ringmagnetiske kerner af statoren og rotoren, som er forbundet på rotoren med et internt magnetisk kredsløb og på statoren med et eksternt. I selvkørende kanoner bruges synkroer i amplitude- og faserotationstilstande.

Kredsløbsdiagrammet til at tænde for synsyn-viklingerne i amplitudetilstand er vist i fig. 2.19. Indgangskoordinaten for synkroniseringen i denne tilstand er rotorrotationsvinklen τ. Faseviklingens midterlinje tages som referencepunkt EN.

Ris. 2.19. Funktionelt diagram over at tænde for synsyn-viklingerne i amplitudetilstand

Kredsløbsdiagrammet til at tænde for synsyn-viklingerne i faseforskydningstilstanden er vist i fig. 2.20. Indgangskoordinaten for synkroniseringen i denne tilstand er rotationsvinklen τ, og udgangskoordinaten er fasen φ af output-EMK e ud i forhold til vekselforsyningsspændingen.

Ris. 2,20. Funktionelt diagram over at tænde for synsyn-viklingerne i faserotationstilstand

18 Spørgsmål Pulsfase kontrolsystemer. Principper for tyristorkontrol.

I ensrettere bruges tyristorer som kontrollerede afbrydere. For at åbne tyristoren skal to betingelser være opfyldt:

Anodepotentialet skal overstige katodepotentialet;

En åbnings- (kontrol)impuls skal påføres styreelektroden.

Øjeblikket en positiv spænding opstår mellem anoden og katoden af ​​tyristoren kaldes øjeblik med naturlig åbning. Tilførslen af ​​åbningsimpulsen kan forsinkes i forhold til tidspunktet for naturlig åbning med en åbningsvinkel. Som et resultat heraf forsinkes begyndelsen af ​​strømstrømmen gennem tyristorens indgangsoperation, og ensretterspændingen reguleres.

For at styre ensrettertyristorerne bruges et pulsfasekontrolsystem (PPCS), som udfører følgende funktioner:

Bestemmelse af de øjeblikke, hvor visse specifikke tyristorer skal åbne; disse tidspunkter indstilles af et styresignal, der kommer fra udgangen af ​​ACS til indgangen af ​​SIFU;

Dannelse af transmitterede åbningsimpulser jeg på de rigtige tidspunkter til tyristorernes styreelektroder og med den nødvendige amplitude, effekt og varighed.

Ifølge metoden til at opnå en forskydning af åbningsimpulser i forhold til punktet for naturlig åbning, skelnes vandrette, lodrette og integrerende styringsprincipper.

Med horisontal styring (fig. 2.28), veksler styringen sinusformet spænding u y er ude af fase (vandret) med hensyn til spænding u 1, fremføring af ensretteren. På et tidspunkt ωt=α rektangulære oplåsningsimpulser dannes ud fra styrespændingen U GT . Vandret styring bruges praktisk talt ikke i elektriske drev, hvilket skyldes det begrænsede område af vinkelstyring α (ca. 120°).

Ved vertikal styring (fig. 2.29) bestemmes tidspunktet for tilførsel af åbningsimpulser, når styrespændingen er ens u y (konstant i form) med en variabel referencespænding (lodret). I øjeblikket af spændingslighed dannes rektangulære impulser U gt.

Med integrerende styring (fig. 2.30) bestemmes tidspunktet for tilførsel af åbningsimpulser, når vekselstyrespændingen er ens og kl med konstant referencespænding U o s. I øjeblikket for spændingslighed dannes rektangulære impulser U gt.

Ris. 2,28. Vandret kontrolprincip

Ris. 2,29. Lodret kontrolprincip

Ris. 2.30. Integrerende kontrolprincip

Ifølge metoden til at tælle åbningsvinklen a er SIFU'er opdelt i multi-kanal og enkelt-kanal. I flerkanals SIFU'er måles vinklen a for hver tyristor i ensretteren i sin egen kanal, i en-kanal - i en kanal for alle tyristorer. I industrielle elektriske drev anvendes overvejende flerkanals SIFU'er med et vertikalt styringsprincip.

TYPISKE ENHEDER AF STYRESYSTEMER

Regulatorer

En vigtig funktion af moderne automatiseringssystemer er reguleringen af ​​dets koordinater, det vil sige at opretholde de nødvendige værdier med den nødvendige nøjagtighed. Denne funktion implementeres ved hjælp af en lang række forskellige elementer, blandt hvilke regulatorer er af afgørende betydning.

Regulator udfører transformation af styresignalet svarende til de matematiske operationer, der kræves af styresystemets driftsbetingelser. Typiske nødvendige operationer omfatter følgende signaltransformationer: proportional, proportional-integral, proportional-integral-differential.

Grundlaget for den analoge regulator er en operationsforstærker - en jævnstrømsforstærker, som i mangel af feedback har en høj forstærkning. Integrerede operationsforstærkere er mest udbredte. En operationsforstærker er en flertrinsstruktur, hvori man kan skelne mellem en input differentialforstærker ( DU) med inverse og direkte indgange, spændingsforstærker ( FN), implementerer høj forstærkning og en effektforstærker ( SIND), der giver den nødvendige belastningskapacitet for operationsforstærkeren. Funktionsdiagrammet for operationsforstærkeren er vist i fig. 4.1. Operationsforstærkerens enkelt-chip, lille design sikrer høj stabilitet af parametrene, hvilket gør det muligt at opnå en høj DC-forstærkning. Punkter udledt af diagrammet Kl, K2, KZ designet til tilslutning af eksterne korrektionskredsløb, der reducerer forstærkningen ved høje frekvenser og øger stabiliteten af ​​forstærkeren med feedback. Uden korrektionskredsløb, ved tilstrækkeligt høje frekvenser, når den akkumulerede faseforsinkelse er 180°, ændres fortegnet på feedbacken, og med en stor forstærkning exciterer operationsforstærkeren selv og går ind i selvsvingningstilstanden. I fig. 4.1 anvendes følgende notationer: U s- forstærker forsyningsspænding; U ui- indgangsstyrespænding via forstærkerens inverse indgang; U pakke- indgangsstyrespænding via forstærkerens direkte indgang; U ud- forstærkerens udgangsspænding. Alle de ovennævnte spændinger er målt i forhold til den fælles ledning af en bipolær strømforsyning.

Operationsforstærkerens forbindelseskredsløb er vist i fig. 4.2. Operationsforstærkerens differentialetrin har to styreindgange: direkte med potentiale U pakke og omvendt med potentialet U ui(Fig. 4.2, EN).

Forstærkerens udgangsspænding bestemmes af produktet af forstærkningen og potentialforskellen på forstærkerindgangene, dvs.

U ud = k уо (U op - U уу) = k уо U у,

Hvor k uo- differentiel forstærkning af operationsforstærkeren; U- differentiel indgangsspænding på forstærkeren, det vil sige spændingen mellem de direkte og inverse indgange. Differentiel forstærkning af integrerede operationsforstærkere i mangel af feedback.

I forhold til indgangsspændinger Du vhp Og U whi udgangsspændingen bestemmes af forskellen

U ud = k op U ind - k ui U ind,

hvor er de direkte inputgevinster k pakke og ved omvendt input k ui bestemt af forstærkerens koblingskredsløb. For det direkte input-omskifterkredsløb vist i fig. 4.3, b, er forstærkningen bestemt af formlen

,

og for det omvendte input-omskifterkredsløb vist i fig. 4.3, V, - ifølge formlen

For at bygge forskellige regulatorkredsløb bruges normalt et operationsforstærkerkredsløb med en omvendt indgang. Typisk skal regulatorer have flere indgange. Indgangssignaler leveres til punkt 1 (fig. 4.2, V) gennem individuelle indgangsmodstande. De nødvendige overførselsfunktioner for regulatorerne opnås på grund af komplekse aktiv-kapacitive modstande i feedbackkredsløbet Z os og i indgangskredsløb Z ind. Overførselsfunktion af regulatoren i forhold til nogen af ​​indgangene uden at tage hensyn til inverteringen af ​​udgangsspændingen

. (4.1)

Afhængigt af typen af ​​overføringsfunktion kan operationsforstærkeren betragtes som en eller anden funktionsregulator. For at implementere regulatorer vil vi i fremtiden kun overveje at skifte kredsløb baseret på det omvendte input.

Proportional controller (P-controller) - Dette er den stramme feedback op-forstærker vist i fig. 4.3, EN. Dens overførselsfunktion

W(p) = k P, (4.2)

Hvor k P- forstærkningskoefficient for P-regulatoren.

Som det følger af overførselsfunktionen (4.2), er P-regulatorens logaritmiske amplitudefrekvensrespons (LAFC) inden for operationsforstærkerens båndbredde parallel med frekvensaksen w, og fasen er nul (fig. 4.3, b).

Integreret controller (I-regulator) opnås ved at inkludere en kondensator i tilbagekoblingssløjfen, som vist i fig. 4.4, EN, samtidig med at indgangssignalet og controllerens overførselsfunktion integreres

, (4.3)

Hvor T og = R i C os- konstant af integration.

Som det følger af (4.3), er faseforskydningen af ​​udgangssignalet lig med - s/ 2, har LFC en hældning på -20 dB/dec, og den logaritmiske fasefrekvensrespons (LPFR) er parallel med frekvensaksen w(Fig. 4.4, b).

Proportional-integral regulator (PI-regulator ) opnås ved parallelkobling af P- og I-regulatorer, dvs

Overførselsfunktionen (4.4) kan opnås på én operationsforstærker ved at inkludere aktiv-kapacitiv reaktans i dens feedback Z os (p) = R os (p) + + 1 / (C os p), som vist i fig. 4,5, EN.

Derefter, i overensstemmelse med (4.1)

,

Hvor T1 = R os C os; T I = R i C os; k P = R os / R in.

De logaritmiske frekvenskarakteristika for PI-regulatoren er vist i fig. 4,5, b.

Proportional differentialregulator (PD controller) opnås ved parallelkobling af en P-regulator og en differential D-regulator, dvs

W PD (p) = kP + TDp = kP (T1p+1). (4.5)

Overførselsfunktionen (4.5) opnås ved at tilslutte en kondensator til op-ampens indgangsmodstand, som vist i fig. 4.6, EN. Så har vi taget (4.1) i betragtning

Hvor T 1 = R i C in; k P = R os / R in.

De logaritmiske frekvenskarakteristika for PD-controlleren er vist i fig. 4.6, b.

Proportional-integral-afledt controller (PID-controller). Denne regulator opnås ved parallelforbindelse af tre regulatorer - P-regulator, I-regulator og D-regulator. Dens overførselsfunktion har formen

. (4.6)

Overførselsfunktion (4.6) kan altid implementeres ved parallelforbindelse af en PD-controller og en I-controller, som har henholdsvis overførselsfunktioner (4.5) og (4.3). I dette tilfælde kan PID-regulatorkredsløbet implementeres ved hjælp af tre operationsforstærkere. Den første forstærker implementerer funktionen af ​​en PD-regulator (fig. 4.6, EN), den anden forstærker - I-regulatorens funktion (fig. 4.4, EN), tredje forstærker (fig. 4.3, EN) er funktionen til at summere udgangssignalerne fra den første og anden forstærker.

Hvis parametrene k P, T I Og T D pålægge en begrænsning

så kan overførselsfunktionen (4.6) skrives som

, (4.7)

Hvor k P = (T 1 + T 2) / T I; T D = (T 1 T 2) / T I.

En PID-regulator med en overførselsfunktion (4.7) er en sekventiel forbindelse af en PD-regulator og en PI-regulator og kan implementeres på en enkelt operationsforstærker med modstand i feedbackkredsløbet

Z os (p) = R os + 1/(C os p)

og modstand i indgangskredsløbet

.

I dette tilfælde er regulatorens tidskonstanter T 1 = R i C in, T2 = R os C os, To =R i Cos.

PID-regulatorkredsløbet for én forstærker er vist i fig. 4,7, EN, og dens logaritmiske frekvenskarakteristika i fig. 4,7, b.

De betragtede kredsløb i PD-controlleren og PID-controlleren har kondensatorer i forstærkerens indgangskredsløb, som for højfrekvent interferens repræsenterer en modstand tæt på nul. For at øge stabiliteten af ​​regulatorerne kan du tilslutte en ekstra modstand med en lille modstand (mindst en størrelsesorden mindre end kondensatorens kapacitans) i serie med kondensatoren.

Regulatorer, deres drift og tekniske implementeringer diskuteres mere detaljeret i /1/.

Selvtest spørgsmål

1. Hvilken funktion udfører?

2. Hvilke typiske transformationer af styresignalet udføres af regulatorer af automatiseringssystemer?

3. Hvad er grundlaget for konstruktionen af ​​de fleste moderne analoge regulatorer?

4. Hvad er de vigtigste egenskaber ved operationsforstærkere?

5. Hvad er inputkoordinaterne for en typisk op-forstærker?

6. Hvad er udgangskoordinaten for en typisk op-forstærker?

7. Hvilke komponenter indgår i det funktionelle kredsløb i en operationsforstærker?

8. Nævn typiske kredsløb til tilslutning af operationsforstærkere.

9. Hvilket typisk operationsforstærkerkredsløb bruges normalt til at implementere regulatorer?

10. Angiv overførselsfunktionen af ​​operationsforstærkeren til det inverterende indgangskredsløb.

11. Hvilket element indeholder en proportional regulator i feedbackkredsløbet på en operationsforstærker?

12. Hvilket element indeholder en proportional regulator i indgangskredsløbet til en operationsforstærker?

13. Giv en proportional controllers overførselsfunktion.

14. Hvad er amplitudefrekvens og fasefrekvenskarakteristika for en proportional controller?

15. Hvilket element indeholder en integreret regulator i feedbackkredsløbet på en operationsforstærker?

16. Hvilket element indeholder en integreret regulator i indgangskredsløbet på en operationsforstærker?

17. Angiv overførselsfunktionen for den integrerede regulator.

18. Hvad er hældningen af ​​en integralregulators logaritmiske amplitudefrekvensrespons?

19. Hvad er fasefrekvensresponsen for en integreret regulator?

20. Hvilke elementer indeholder feedbackkredsløbet i en operationsforstærker?

21. Hvilket element indeholder indgangskredsløbet til operationsforstærkeren til proportional-integralregulatoren?

22. Angiv overførselsfunktionen for en proportional-integral controller.

23. Hvilket element indeholder tilbagekoblingskredsløbet for operationsforstærkeren til den proportionale differensregulator?

24. Giv overførselsfunktionen for en proportional-differentiel controller.

25. Under hvilke begrænsninger på parametrene for en proportional-integral-afledt controller er den implementeret på en enkelt operationsforstærker?

26. Hvilke elementer indeholder indgangskredsløbet for en proportional-integral-afledt controller baseret på en enkelt operationsforstærker?

27. Hvilke elementer indeholder feedbackkredsløbet i en proportional-integral-afledt controller baseret på en enkelt operationsforstærker?

Intensitetsregulatorer

En typisk masterenhed i elektriske drevstyringssystemer og andre automationssystemer er integrator eller intensitetsregulator(ZI). SI'ens opgave er at danne en jævn ændring i mastersignalet, når man bevæger sig fra et niveau til et andet, nemlig at skabe en lineær stigning og fald af signalet med den nødvendige hastighed. I stabil tilstand er spændingen ved intensitetsgeneratorens udgang lig med spændingen ved dens indgang.

I fig. Figur 4.8 viser et blokdiagram af en enkelt integrerende SI, bestående af tre operationsforstærkere. Alle forstærkere er forbundet i henhold til et kredsløb med en inverterende indgang. Første forstærker U1, fungerer uden feedback, men med udgangsspændingsbegrænsning U 1, har en rektangulær karakteristik, som er vist uden hensyntagen til inversionen af ​​udgangsspændingen i fig. 4,9, EN. Anden operationsforstærker U2 fungerer som en integrator med en konstant integrationshastighed

(4.8)

Integrationshastigheden kan justeres ved at ændre Rin2. Tredje forstærker U3 genererer negativ feedbackspænding

. (4.9)

Når en referencespænding påføres indgangen U z udgangsspændingen stiger lineært i henhold til (4.8). På et tidspunkt t=t p, Hvornår U з = - U os, integration stopper, og udgangsspændingen, som følger af (4.9), når værdien , forbliver uændret yderligere. Når indstillingsspændingen fjernes fra indgangen ( U z = 0) processen med lineær reduktion af udgangsspændingen til nul forekommer (fig. 4.9, b).

Ændringshastigheden af ​​udgangsspændingen for denne beskyttelsesanordning, som følger af (4.8), kan ændres enten ved at ændre spændingsværdien U 1 ved at vælge zenerdioder i forstærkerens feedbackkredsløb U1 med stabiliseringsspænding svarende til den nødvendige værdi U 1, eller ved at ændre produktets værdi R in2 C oc2.

I fig. 4.10, EN Vist er et andet kredsløb af en enkelt integrerende SI, lavet på basis af en bipolær transistor forbundet i henhold til et kredsløb med en fælles base. Dette kredsløb bruger egenskaberne af en transistor ( T) som strømforstærker. Opladning af kondensator ( MED) forekommer altid ved en konstant kollektorstrøm jeg til, bestemt af den givne emitterstrøm jeg f.eks. I dette tilfælde hastigheden af ​​ændring i spænding over tid du ud ved udgangen af ​​ZI | duout/dt| = jeg til/C. Karakteristika for ZI kontrol du ud = = f(t) vist i fig. 4.10, b. Udgangssignalets ændringshastighed kan justeres ved at ændre spændingen U e, i forhold til hvilket strømmen ændres jeg f.eks og dermed den nuværende jeg til, eller ændring af kondensatorens kapacitans. I steady state er kondensatoren altid opladet til spænding dig ind. Ensretterbroen sikrer en konstant retning af transistorkollektorstrømmen, uanset spændingens fortegn dig ind. ZI omtales i detaljer i /1, 7/.

Selvtest spørgsmål

1. Til hvilket formål bruges intensitetsregulatorer i automatiseringskredsløb?

2. Hvad er input- og outputkoordinaterne for intensitetsgeneratoren?

3. Hvad er den statiske forstærkning af intensitetsgeneratoren?

4. Hvordan skal spændingen ved udgangen af ​​enkeltintegrerende intensitetsgeneratorer ændre sig med trinvise ændringer i indgangsspændingen?

5. På baggrund af hvilke forstærkere bygges integrerende intensitetscontrollere?

6. Hvor mange operationsforstærkere, forbundet via den omvendte indgang, er nødvendige for at implementere en engangs integrerende intensitetsregulator?

7. Angiv formålet med hver af de tre operationsforstærkere i et typisk enkelt integrerende intensitetsregulatorkredsløb lavet på mikrokredsløb.

8. Hvilke parametre påvirker ændringshastigheden af ​​udgangsspændingen fra en enkelt integrerende intensitetsgenerator på tre operationsforstærkere?

9. Hvordan opnås en lineær ændring i spændingen over kondensatoren i kredsløbet af en enkelt integrerende transistorintensitetsregulator?

10. Hvilke parametre påvirker ændringshastigheden af ​​udgangsspændingen for en enkelt integrerende transistorintensitetsregulator?

Matchende elementer

Funktionelle elementer i styresystemer kan være heterogene i type af signal, type strøm, modstand og effekt og andre indikatorer. Derfor, når elementer forbindes, opstår opgaven med at koordinere deres egenskaber. Dette problem løses ved at matche elementer. Denne gruppe af elementer omfatter fasedetektorer, der matcher typen af ​​strøm-, digital-til-analog og analog-til-digital-omformere, der matcher typen af ​​signal, emitterfølgere, matchende input- og udgangsmodstande, effektforstærkere, galvaniske separatorer og andre elementer . Koordineringsfunktionen kan også udføres af elementer, der normalt er beregnet til andre formål. For eksempel viser den operationsforstærker, der er diskuteret i afsnit 4.1, sig at være en emitterfølger i forhold til en ikke-inverterende indgang, når udgangsspændingen er forbundet med den inverterede indgang.

Til galvanisk adskillelse kan der f.eks. anvendes en transformerspændingssensor. Sådanne og lignende elementer er indlysende eller kendte og vil ikke blive taget i betragtning.

Lad os overveje mere komplekse standardmatchingselementer.

Fasedetektor(PD) har modtaget en række andre navne i den videnskabelige og tekniske litteratur: fasefølsom forstærker, fasefølsom ensretter, fasediskriminator, demodulator.

Formålet med FD'en er at konvertere input AC-spændingen U ind V DC udgangsspænding U ud, hvis polaritet og amplitude afhænger af fasen af ​​indgangsspændingen j. Således har PD to indgangskoordinater: amplituden af ​​indgangsspændingen U i m og indgangsspændingsfase j og én udgangskoordinat: gennemsnitsværdien af ​​udgangsspændingen U ud. Der er to tilstande for PD-drift: amplitudetilstand, når fasen af ​​indgangsspændingen forbliver konstant, idet den tager en af ​​to værdier 0 eller s, U i m= var og U ud = f(U i m); fase mode når U ind= konst, j= var og U ud = f(j).

I amplitudetilstand bruges PD'en som en konverter af et AC mistilpasningssignal til et styresignal i DC servodrev, som en konverter af udgangssignalet fra en AC tachogenerator og så videre. I fasetilstand bruges PD i styresystemer, hvor den styrede og styrevariable er en jævnt varierende fase.

Fasedetektoren er som regel ikke tildelt funktionen spændingsforstærkning.

Derfor er PD-gevinsten tæt på enhed. I fig. Figur 4.11 viser det beregnede ækvivalente kredsløb for en fuldbølge PD. Kredsløbet svarer til et nulretificeringskredsløb, hvor ventilerne er erstattet af funktionsafbrydere K1 Og K2. Belastningsmodstand Rn, hvorpå udgangsspændingen er tildelt, forbinder midtpunkterne EN, 0 nøgler og kilder til EMF-kontrol e y. Den interne modstand af kontrol-EMF-kilden indføres i hvert kredsløb R y. Tasternes tilstand styres af reference-EMK e op i overensstemmelse med algoritmen: for e op > 0 K1 inkluderet, altså det

skifte funktion y k1= 1,a K2 deaktiveret, det vil sige dens skiftefunktion y k2 = 0. Til e op< 0 y k1 = 0, EN y k2= 1. Denne algoritme kan repræsenteres af formlerne

y til 1 = (1+tegn e op) /2; y til 2 = (1- tegn e op) /2 . (4.10)

Selvfølgelig med lukket K1 output emf e ud mellem punkter EN, 0 svarende til e y, og når lukket K2 e ud = - e y, det er

e ud = e y y k1 - e y y k2. (4.11)

At erstatte (4.10) i (4.11) giver

e ud = e y tegn e op . (4.12)

Diagrammet over ændringer i output-EMF svarende til algoritmer (4.11) og (4.12) er vist i figur 4.12.

e op = E op m sinwt Og e y = E y m sin(wt - j),

Hvor E op m,E y m- amplitudeværdier for reference-EMK og kontrol-EMK; w er vinkelfrekvensen af ​​reference-EMK og kontrol-EMK, derefter gennemsnitsværdien af ​​den ensrettede udgangs-EMK

. (4.13)

Fordi E y m = k p U i m, gennemsnitlig udgangsspænding under hensyntagen til (4.13)

, (4.14)

Hvor k p- overførselskoefficient fra indgangsspændingen til styre-EMK. Det bestemmes af funktionerne i et specifikt PD-kredsløbsdiagram.

Til j= const = 0 eller j= konst = s der er en amplitudefunktion for PD'en, for hvilken kontrolkarakteristikken er ligetil:

U ud = k FD U ind,

hvor, under hensyntagen til (4.14), PD-forstærkningen i amplitudetilstanden

.

På j= 0 udgangsspændingsværdier U ud er positive, og hvornår j = s udgangsspændingsværdier er negative.

Til U ind= konst og j= var der er en fasetilstand for PD'en, for hvilken kontrolkarakteristikken har formen

U ud = k " FD cosj = k "FD sinj",

Hvor j " = p/2 - j, og PD-transmissionskoefficienten i fasetilstand under hensyntagen til (4.14)

;

I det små j" kontrolkarakteristik

Driften af ​​PD'er, deres karakteristika og kredsløbsdiagrammer er diskuteret i /1/.

Digital til analog konvertere(DAC). Konverteren matcher den digitale del af styresystemet med den analoge. Indgangskoordinaten for DAC'en er et binært multi-bit tal A n = a n -1 …a i …a 1 a 0, og udgangskoordinaten er spænding U ud, genereret baseret på referencespændingen U op(Fig. 4.13).

DAC-kredsløb er bygget på basis af en modstandsmatrix, ved hjælp af hvilken strømme eller spændinger summeres, så udgangsspændingen er proportional med indgangstallet. DAC'en består af tre hoveddele: en modstandsmatrix, elektroniske kontakter styret af indgangsnummeret og en summeringsforstærker, der genererer udgangsspændingen. I fig. Figur 4.14 viser et simpelt kredsløb af en irreversibel DAC. Hvert ciffer i det indtastede binære tal An svarer til modstand

Ri = R0/2i, (4.15)

Hvor R0- lav ordens modstand.

Modstand R i tilsluttes en strømforsyning med en referencespænding U op via elektronisk nøgle K i, som er lukket kl et i=1 og åben kl et i= 0. Selvfølgelig, afhængigt af værdien et i indgangskredsløbsmodstand for jeg- den kategori, der tages i betragtning (4.15), vil blive bestemt af udtrykket

R i = R 0 /(2 i a i). (4.16)

Så for og jeg= 0, det vil sige, at kredsløbet er brudt, og for et i=1 kredsløb er tændt og har modstand R0/2i.

I diagrammet i fig. 4.14 operationsforstærker U summerer indgangsstrømmene og dens udgangsspænding under hensyntagen til kredsløbets notation og udtryk (4.16)

Formens udtryk (4.17). U ud = f(A n)- Dette er DAC'ens kontrolkarakteristik. Den har en trinformet form med en spændingsdiskrethed svarende til den mindst signifikante enhed,

ΔU 0 = R os U op / R 0 = k DAC.

Størrelse ΔU 0 er samtidig den gennemsnitlige overførselskoefficient for DAC'en k DAC.

Analog-til-digital konverter(ADC) løser det omvendte problem - konverterer en kontinuerlig indgangsspænding til et tal, for eksempel binært. Hvert output multi-bit binært tal A i svarer til intervallet af indgangsspændingsændringer:

, (4.18)

Hvor U ei = ΔU 0 i- referenceværdi for udgangsspændingen svarende til det binære udgangstal A i; ΔU 0- diskretiteten af ​​udgangsspændingen, svarende til enheden af ​​det mindst betydende ciffer i udgangsnummeret.

På n-bit ADC, det samlede antal referenceindgangsspændingsniveauer, der ikke er nul, der adskiller sig fra hinanden ved ΔU 0, lig med det maksimale output decimaltal N=2 n - 1. Siden hvert niveau U e i, ifølge (4.18), bærer information om antallet, så i driften af ​​ADC kan vi skelne de vigtigste operationer: sammenligning af input- og referencespændinger, bestemmelse af niveaunummeret, generering af outputnummeret i en given kode . Den gennemsnitlige ADC-forstærkning er defineret som den reciproke af den tilsvarende DAC-forstærkning:

k ADC = 1 / ΔU 0.

Så kan ligningen for ADC-kontrolkarakteristikken skrives som

ADC-styringskarakteristikken har en trinform.

ADC-implementeringskredsløb kan opdeles i to hovedtyper: parallel handling og sekventiel handling.

Den største fordel ved en parallel ADC er dens høje ydeevne. Konvertering af den analoge indgangsspænding til et decimalt flercifret tal sker i blot to clock-cyklusser af de digitale kredsløbselementer. Den største ulempe ved sådanne ADC'er er det store antal analoge komparatorer og flip-flops i kredsløbet, svarende til 2 n - 1, hvilket gør multi-bit parallelle ADC'er uoverkommeligt dyre.

Der kræves væsentligt lavere hardwareomkostninger i en seriel ADC. I fig. Figur 4.15 viser et sporings-ADC-kredsløb, der tilhører gruppen af ​​sekventielle kredsløb. Diagrammet bruger tidligere unævnte symboler: GTI- ur pulsgenerator, SR- omvendt tæller, TIL- komparator, R- udgangsregister. Betegnelser for logiske elementer OG,ELLER NEJ generelt accepteret.

Sammenligning U ind Og U e udført på en kombineret analog komparator med to udgange: "mere end" (>) og "mindre end" (<). ЕслиU in - U e >ΔU 0/ 2, så vises et enkelt signal ved udgangen > og elementet Og 1 leder urimpulser til summeringsindgangen (+1) på op/ned-tælleren SR. Udgangstallet vokser SR, og stiger tilsvarende Øh, genereret DAC. Hvis U in - U e < ΔU 0 /2 , så vises et enkelt signal ved udgangen< , при этом импульсы от генератора тактовых импульсов через элемент OG 2 gå til subtraktionsindgangen (-1) på tælleren SR Og U e falder. Når betingelsen | U in - U e | = ΔU 0 /2 på begge udgange TIL nul signaler og elementer er fremhævet Og 1 Og OG 2 er låst for urimpulser. Tælleren stopper med at tælle, og tallet, der forbliver uændret ved dens udgang, vises ved registerudgangen R. Tilladelse til at skrive et nummer til et register gives af et enkelt elementsignal ELLER-IKKE, inkluderet på to udgange TIL. I betragtning af dette diagram ift U ind Og Øh, det kan fastslås, at ADC'en er et styresystem, der er lukket langs udgangskoordinaten med en controller TIL relæaktion. Systemet overvåger ændringen i indgangsspændingen med en steady-state nøjagtighed på ± U 0 /2 og udsender et tal svarende til det digitale output U ind. En sporings-ADC kan hurtigt kun konvertere en ret langsom ændring i indgangsspændingen.

Den største ulempe ved den betragtede ADC er dens dårlige ydeevne. I det mest ugunstige tilfælde, når den maksimale spænding ved indgangen er brat indstillet, vil det være nødvendigt for at producere den tilsvarende udgangsværdi i en digital kode 2 n - 1 beats Nogle DAC- og ADC-kredsløb og deres funktion er beskrevet i /1/.

Selvtest spørgsmål

1. Hvorfor bruges matchende elementer i automationssystemer?

2. Hvilken transformation udføres af en fasedetektor?

3. I hvilke tilstande kan fasedetektoren fungere?

4. Hvad er indgangskoordinaterne for fasedetektoren?

5. Hvad er udgangskoordinaten for en fasedetektor?

6. Hvad er amplitudedriften for en fasedetektor?

7. Hvad er fasedriftsmåden for en fasedetektor?

8. Hvad kan fasedetektorer bruges til i automationsanlæg?

9. Angiv formlen for kontrolkarakteristika for en fasedetektor, der arbejder i amplitudetilstand.

10. Hvilken konvertering udføres af en digital-til-analog konverter?

11. Hvad er input- og outputkoordinaterne for en digital-til-analog konverter?

12. Hvad er hoveddelene af et digital-til-analog konverterkredsløb?

13. Angiv formler til beregning af en digital-til-analog konverters styreegenskaber og dens gennemsnitlige transmissionskoefficient.

14. Hvilken type kontrolkarakteristik har en digital-til-analog konverter?

15. Hvilken konvertering udføres af en analog-til-digital konverter?

16. Hvad er input- og outputkoordinaterne for en analog-til-digital-konverter?

17. Angiv formler til beregning af kontrolkarakteristika for en analog-til-digital konverter og dens gennemsnitlige transmissionskoefficient.

18. Hvilke typer analog-til-digital-omformere findes der?

19. Hvad er de vigtigste fordele og ulemper ved parallelle analog-til-digital-konvertere?

20. Hvad er de vigtigste fordele og ulemper ved serielle analog-til-digital-konvertere?

21. Hvorfor bruges en digital-til-analog konverter i et analog-til-digital konverter sporingskredsløb?

22. Hvad er den maksimale steady-state absolutte konverteringsfejl for en sporende analog-til-digital-konverter?

SENSORER

Selvtest spørgsmål

1. Hvad er input- og outputkoordinaterne for rotationsvinkelsensoren?

2. Hvad er input- og outputkoordinaterne for fejljusteringsvinkelsensoren?

3. I hvilke systemer kan vinkelsensorer og fejlsensorer bruges?

4. Hvor mange viklinger og hvor har den trefasede kontaktsynkro det?

5. Hvad er input- og outputkoordinaterne for selsyn?

6. I hvilke tilstande kan Selsyn fungere?

7. Hvad er amplitudedriftsmåden for en synkronisator?

8. Hvad er fasedriftsmåden for en selsyn?

9. Giv en formel til beregning af styrekarakteristika for en synkronisator i amplitudedriftstilstand.

10. Giv en formel til beregning af kontrolkarakteristika for en synkronisator i fasedriftstilstand.

11. Hvilke faktorer bestemmer de statiske fejl i en synkronisator, der forvrider dens kontrolkarakteristika?

12. Hvad forårsager hastighedsfejlen for rotationsvinkelsensoren baseret på selsyn?

13. I hvilken tilstand fungerer Selsyn-sensoren og Selsyn-modtageren iøbet, hvis amplitudeværdien af ​​EMF for rotoren på Selsyn-modtageren og fasen af ​​denne EMF bruges som dens udgangskoordinater?

14. Giv en formel til beregning af kontrolkarakteristika for en mismatch-sensor baseret på to synkronisatorer, der arbejder i transformertilstand.

15. Hvad er de største ulemper ved roterende vinkelsensorer baseret på selsyn?

16. Til hvilket formål bruges reduktionsmålehjul ved indgangen af ​​rotationsvinkelsensorer?

17. Til hvilket formål anvendes step-up målegear ved input af rotationsvinkelsensorer?

18. Hvordan ændres vinkelmålingsfejlen ved brug af reduktionsmålehjul?

19. Hvornår er det hensigtsmæssigt at bruge diskrete vinkelsensorer?

20. Hvad er hovedelementerne i designet af en digital rotationsvinkelsensor baseret på en kodedisk?

21. Hvorfor har styringskarakteristikken for en digital rotationsvinkelsensor baseret på en kodeskive en trinvis karakter?

22. Giv en formel til beregning af det diskrete interval for en digital rotationsvinkelsensor baseret på en kodeskive.

23. Giv en formel til beregning af den absolutte fejl for en digital rotationsvinkelsensor baseret på en kodeskive.

24. Med hvilke designforanstaltninger kan bitkapaciteten af ​​en digital rotationsvinkelsensor baseret på en kodedisk øges?

Vinkelhastighedssensorer

DC tachogenerator er en jævnstrøms elektrisk maskine med uafhængig excitation eller permanente magneter (fig. 5.6). Indgangskoordinat TG - vinkelhastighed w, udgang - spænding U ud, allokeret til belastningsmodstanden.

E tg = kФw = I(R tg + Rn),

Overførselskoefficient TG, V/rad; k = pN/ (2p a)- konstruktiv konstant; F- magnetisk excitationsflux; R tg- modstand af ankerviklingen og børstekontakt.

Overførselskoefficienten for TG forbliver strengt taget ikke konstant, når hastigheden ændres på grund af ulineariteten af ​​børstens kontaktmodstand og ankerreaktionen. Derfor observeres en vis ikke-linearitet i kontrolkarakteristikken i lav- og højhastighedszoner (fig. 5.6, b). Ulinearitet i lavhastighedszonen reduceres ved at bruge metalliserede børster med lavt spændingsfald. Karakteristikkens ulinearitet på grund af ankerreaktionen reduceres ved at begrænse hastigheden ovenfra og øge belastningsmodstanden. Når du udfører disse aktiviteter, kan kontrolkarakteristika for TG anses for næsten ligetil.

De vigtigste typer regulatorer, der anvendes i styresystemer til elektriske drev af borerigaktuatorer

Analoge regulatorer i slavestyringssystemer til elektriske drev er bygget på basis af operationsforstærkere (op-amps) - jævnstrømsforstærkere med høj input og meget lave udgangsimpedanser. Integreret kredsløbsteknologi gør det nu muligt at producere højkvalitets og billige op-amps. I en del af dens driftsområde opfører op-forstærkeren sig som en lineær spændingsforstærker med en meget høj forstærkning (10 5 - 10 6). Hvis op-amp-kredsløbet ikke giver negativ feedback fra output til input, vil det på grund af den høje forstærkning nødvendigvis falde i mætningstilstand. Derfor indeholder op-amp baserede regulatorkredsløb negativ feedback.
Operationsforstærkeren har fået sit navn fra, at den kan udføre forskellige matematiske operationer såsom multiplikation, summering, integration og differentiering. Typiske regulatorer er bygget på basis af en inverterende forstærker, og ind- og udgangskredsløbene kan udover modstande indeholde kondensatorer.
Da op-amp gain er stor (Ku= = 10 5 +10 6), og udgangsspændingen Uvy er begrænset af forsyningsspændingen CPU, derefter punktets potentiale EN(Fig. 1, a) cpA = = uout/Ku er tæt på nul, dvs. prik EN udfører funktionen som tilsyneladende jord (jord punktet EN det er umuligt, ellers vil kredsløbet blive ubrugeligt).

Ris. 1. Strukturen af ​​en analog regulator lavet på en operationsforstærker (a). Kredsløb for en proportional regulator med styret begrænsning af udgangssignalet (b). Karakteristika for input-output regulatoren med kontrolleret begrænsning af udgangssignalet (c)

Kredsløb, overførselsfunktioner og overgangsfunktioner for forskellige typer regulatorer er angivet i tabel.

Kredsløb og dynamiske karakteristika for forskellige typer regulatorer

For at opnå en proportional controller (P-regulator) er modstande inkluderet ved indgangen og i feedbackkredsløbet på op-ampen; Den integrerede regulator (I-regulator) inkluderer en modstand i indgangskredsløbet og en kondensator i tilbagekoblingskredsløbet; PI-regulatoren indeholder en modstand i indgangskredsløbet og en serieforbundet modstand og kondensator i tilbagekoblingskredsløbet. PID-regulatoren kan implementeres på en enkelt forstærker ved hjælp af aktive kapacitive kredsløb ved indgangen og i feedbackkredsløbet.
Industrien producerer forskellige typer operationsforstærkere på integrerede kredsløb (IC'er) - både runde og rektangulære. De mest udbredte typer op-forstærkere til konstruktion af regulatorer er K140UD7, K553UD2, K157UD2 osv.
Det er muligt at reducere størrelsen og øge pålideligheden af ​​enheder i analoge styresystemer til elektriske drev ved at introducere hybridteknologi til deres fremstilling. Ved fremstilling af hybride integrerede kredsløb (HIC'er) installeres aktive elementer (OA) på et trykt kredsløbskort i et solid-state (uemballeret) design, og kondensatorer og modstande installeres ved hjælp af filmteknologimetoden (ved sputtering af ledende film). , halvledende og ikke-ledende materialer). Det resulterende modul kan fyldes med forbindelse eller placeres i et hus.
Begrænsning af koordinaterne for det elektriske drev (strøm, hastighed osv.) udføres ved at inkludere begrænsende enheder i strukturen af ​​regulatoren af ​​den eksterne kontrolsløjfe. Sidstnævnte kan være kontrolleret eller ukontrollerbar. I fig. 6 viser et kredsløb til begrænsning af udgangsspændingen af ​​en proportionalregulator med afskæringsdioder VD1, VD2 og en styret referencespænding Vop. Kredsløbet giver dig mulighed for at opnå en input-output karakteristik, der er asymmetrisk i forhold til oprindelsen af ​​koordinater med forskellige niveauer af begrænset udgangsspænding (Fig.) Andre muligheder for kontrollerbare begrænsende kredsløb af op-amp udgangsspænding ved hjælp af transistorer er også mulige.
Indtil for nylig, i det automatiserede elektriske drev af aktuatorer af indenlandske borerigge, blev analog computerteknologi hovedsageligt brugt. I de senere år har en række design- og forskningsorganisationer arbejdet på at skabe mikroprocessorstyringssystemer. Sammenlignet med analoge systemer har mikroprocessorsystemer en række fordele. Lad os bemærke nogle af dem.
Fleksibilitet. Evnen til ved omprogrammering at ændre ikke kun parametrene for kontrolsystemet, men også algoritmerne og endda strukturen. Samtidig forbliver systemets hardware uændret. I analoge systemer skulle hardwaren omarrangeres. Mikrocomputersoftware kan nemt justeres både i præ-lanceringsperioden og under deres drift. Takket være dette reduceres omkostningerne og timingen af ​​justeringsarbejdet, og deres karakter ændres, da de nødvendige eksperimenter til at bestemme karakteristika og parametre samt opsætning af regulatorer kan udføres automatisk af mikrocomputeren selv ved hjælp af et forudforberedt program .
Fjerner alle restriktioner om kontrolanordningens opbygning og kontrollove. Samtidig kan kvalitetsindikatorerne for digitale systemer betydeligt overstige ledelseskvalitetsindikatorerne for kontinuerlige kontrolsystemer. Ved at indføre passende programmer kan komplekse kontrollove (optimering, tilpasning, prognoser osv.) implementeres, herunder dem, der er meget vanskelige at implementere ved brug af analoge midler. Det bliver muligt at løse intellektuelle problemer, der sikrer korrektheden og effektiviteten af ​​teknologiske processer. Systemer af enhver type kan bygges på basis af en mikrocomputer, herunder systemer med underordnet styring, flerdimensionelle systemer med krydsforbindelser mv.
Selvdiagnose og selvtest digitale styreenheder. Evnen til at kontrollere brugbarheden af ​​mekaniske drivkomponenter, strømomformere, sensorer og andet udstyr under procespauser, dvs. automatisk diagnostik af udstyrets tilstand og tidlig varsling af ulykker. Disse egenskaber suppleres af avancerede anti-interferensfunktioner. Det vigtigste her er udskiftningen af ​​analoge informationstransmissionslinjer med digitale, der indeholder galvanisk isolering, fiberoptiske kanaler og støjbestandige integrerede kredsløb som forstærkere og switches.
Højere nøjagtighed på grund af fraværet af nuldrift, karakteristisk for analoge enheder. Således kan digitale elektriske kørehastighedsstyringssystemer give en stigning i kontrolnøjagtigheden med to størrelsesordener sammenlignet med analoge.
Let at visualisere parametre for kontrolprocessen gennem brug af digitale indikatorer, indikatorpaneler og displays, der organiserer en interaktiv måde for informationsudveksling med operatøren.
Større pålidelighed, mindre dimensioner, vægt og omkostninger. Den høje pålidelighed af mikrocomputere sammenlignet med analog teknologi er sikret ved brug af store integrerede kredsløb (LSI'er), tilstedeværelsen af ​​specielle hukommelsesbeskyttelsessystemer, støjimmunitet og andre midler. Takket være det høje niveau af LSI-produktionsteknologi reduceres omkostningerne ved fremstilling af elektriske styresystemer. Disse fordele er især tydelige, når du bruger single-board og single-chip computere.

Fordelen ved PWM-controllere, der bruger operationsforstærkere, er, at næsten enhver op-amp kan bruges (i et typisk koblingskredsløb, selvfølgelig).

Niveauet af den effektive udgangsspænding reguleres ved at ændre spændingsniveauet ved den ikke-inverterende indgang på op-ampen, hvilket gør det muligt at bruge kredsløbet som en integreret del af forskellige spændings- og strømregulatorer, samt kredsløb med bløde tænding og slukning af glødelamper.
Ordning det er let at gentage, indeholder ikke sjældne elementer, og hvis elementerne er i god stand, begynder det at virke med det samme uden konfiguration. Effektfelteffekttransistoren vælges i overensstemmelse med belastningsstrømmen, men for at reducere termisk effekttab er det tilrådeligt at bruge transistorer designet til høj strøm, fordi de har mindst modstand, når de er åbne.
Radiatorområdet for en felteffekttransistor er fuldstændig bestemt af valget af dens type og belastningsstrømmen. Hvis kredsløbet skal bruges til at regulere spændingen i indbyggede netværk + 24V, for at forhindre nedbrud af felteffekttransistorens gate mellem transistorens kollektor VT1 og lukker VT2 du bør tænde en modstand med en modstand på 1 K, og modstanden R6 shunt med en passende 15 V zenerdiode, ændres de resterende elementer i kredsløbet ikke.

I alle tidligere diskuterede kredsløb anvendes en effektfelteffekttransistor n- kanaltransistorer, som de mest almindelige og har de bedste egenskaber.

Hvis det er nødvendigt at regulere spændingen på en belastning, hvis en af ​​terminalerne er forbundet til jord, bruges kredsløb, hvor n- Kanalfelteffekttransistoren tilsluttes som et dræn til + af strømkilden, og belastningen tændes i kildekredsløbet.

For at sikre muligheden for fuld åbning af felteffekttransistoren skal styrekredsløbet indeholde en enhed til at øge spændingen i gatestyrekredsløbene til 27 - 30 V, som det gøres i specialiserede mikrokredsløb U 6 080B ... U6084B, L9610, L9611 , så mellem porten og kilden vil der være en spænding på mindst 15 V. Hvis belastningsstrømmen ikke overstiger 10A, kan du bruge strømfelt s - kanaltransistorer, hvis rækkevidde er meget smallere på grund af teknologiske årsager. Transistortypen i kredsløbet ændres også VT1 , og justeringskarakteristikken R7 vender om. Hvis i det første kredsløb en stigning i styrespændingen (den variable modstandsskyder bevæger sig til "+" af strømkilden) forårsager et fald i udgangsspændingen ved belastningen, så i det andet kredsløb er dette forhold det modsatte. Hvis et specifikt kredsløb kræver en omvendt afhængighed af udgangsspændingen på indgangsspændingen fra den oprindelige, skal strukturen af ​​transistorerne i kredsløbene ændres VT1, dvs. transistor VT1 i det første kredsløb skal du tilslutte som VT1 for den anden ordning og omvendt.

Emne 11. Koordinere controllere i et elektrisk drev

En vigtig funktion af moderne AED-kontrolsystemer er reguleringen af ​​dens koordinater, dvs. opretholdelse af de nødvendige værdier for strøm, drejningsmoment, acceleration og hastighed med den nødvendige nøjagtighed. Hovedelementet, der giver dig mulighed for at udføre denne funktion, er regulatoren.

REn regulator er en enhed, der konverterer et styresignal i overensstemmelse med en matematisk operation, der kræves af driftsbetingelserne for et automatisk kontrol- eller reguleringssystem. Typiske transformationstyper omfatter: proportional - P; proportional-integral - PI, proportional-integral-afledt - PID og en række andre.

Grundlaget for den analoge regulator er en operationsforstærker (op-amp) - en jævnstrømsforstærker med høj forstærkning i åben tilstand. Integrerede operationsforstærkere med runde eller rektangulære huse er mest udbredte. Operationsforstærkeren er en flertrinsstruktur, hvori vi kan skelne mellem en indgangsdifferentialforstærker fjernbetjening med inverterende og direkte indgange, en spændingsforstærker UN, som implementerer en høj forstærkning, og en effektforstærker PA, som giver den nødvendige belastningskapacitet af operationsforstærker. Operationsforstærkerens enkelt-chip, lille design sikrer høj stabilitet af parametrene, hvilket gør det muligt at opnå en høj DC-forstærkning. Integrerede op-amps brugt i industriel elektronik har følgende egenskaber:

Differentialforstærkning i åben tilstand
kуо = 10 3 ¸ 10 5;

Indgangsimpedans R i > 100 kOhm;

Udgangsimpedans R ud = 0,2 ¸1 kOhm;

Belastningsmodstand R n > 2 kOhm;

Båndbredde f P< 1 МГц;

Forsyningsspænding U p = ±15 V.

Til at bygge regulatorer bruger de normalt et op-amp kredsløb med en inverterende indgang, vist i fig. 11.1, som har en overførselsfunktion

Brug af aktive og komplekse modstande i inputkredsløbet ( Z input) og i feedback ( Z os) er det muligt at få controllere med forskellige overførselsfunktioner.

Lad os overveje kredsløbene, overførselsfunktionerne, logaritmiske frekvenskarakteristika (LFC) og fasefrekvenskarakteristika (PFC) for typiske regulatorer.

1. Proportional (P-) controller– forstærker med streng negativ feedback.

Ris. 11.2. P-regulatorkredsløb og dets egenskaber

overførselsfunktion af P-regulatoren

– forstærkningskoefficient for P-regulatoren.

2. Integreret regulator (I-regulator)

Ris. 11.3. I-regulatorkredsløb og dets egenskaber

overførselsfunktion af I-controlleren

– integrationskonstant.

3. Proportional – integreret regulator (PI – regulator) er en parallelforbindelse af P- og I-regulatorer.

Ris. 11.4. PI-controllerkredsløb og dets egenskaber

overførselsfunktion af PI-regulatoren

Hvor

4. Proportional-differentierende controller (PD - controller).

Kombinerer funktionerne fra P- og D-regulatorer. Modtages ved parallelforbindelse MED input til indgangsmodstand R input

Ris. 11.5. PD-regulatorkredsløb og dets egenskaber

overførselsfunktion af PD-controlleren

Hvor

Driften af ​​dette kredsløb er ledsaget af betydelig højfrekvent interferens, for hvilken MED in repræsenterer en modstand tæt på nul. For at øge driftsstabiliteten er en ekstra modstand med en lille modstand Δ forbundet i serie med kondensatoren R input, som begrænser højfrekvente interferensstrømme. Overførselsfunktion med Δ R input:

hvor Δ T=Δ R input MED i, ved Δ T << T 1 frekvensgang er praktisk talt ikke forskellig fra responsen uden Δ R input

5. Aperiodisk regulator(inerti første orden).

Ris. 11.6. A-regulatorkredsløb og dets egenskaber

overførselsfunktion af A-regulatoren

– tidskonstant for den aperiodiske forbindelse.

Kredsløbet (fig. 11.7) har en lignende overførselsfunktion.

Ris. 11.7. A-regulatorkredsløb (II option)

6. Proportional integral-derivative controller (PID). Udfører funktionerne for tre regulatorer samtidigt.

Ris. 11.8. PID-controllerkredsløb og dets egenskaber

PID-controller overførselsfunktion

Hvor

For at reducere støjniveauet ved udgangen af ​​regulatoren og øge stabiliteten af ​​dens drift i serie med en kondensator MED input kan tilsluttes en modstand med en lille modstand Δ R input (som for PD-regulator).

Regulatorkredsløbet med et funktionelt potentiometer har større funktionalitet sammenlignet med standardkredsløbet. Z 1 , Z 2. For at reducere påvirkningen af ​​støj ved indgangen bruges kondensatorer ikke, men kun aktiv modstand er tændt R input